【導讀】我們今天的目的之一是讓您能夠更好地理解在噪聲系數測量中的測量精度問題，測量精度無論是對產品研發還是對產品生產都是很重要的。
精確測量噪聲系數的重要性
在產品研發過程中，更高的噪聲系數測量精度不僅意味著在產品的仿真和測量結果之間可以有更好的相關性，有助于設計人員更快地把電路模型精細化，它還意味著系統設計人員可以對諸如雷達之類的發射/接收系統的性能進行更好的優化。當把系統的性能指標分解成系統所有各個部件的性能指標時，系統設計人員必須要根據測量精度給每個器件的指標增加防護頻帶，器件的設計人員也會據此對其器件進行性能驗證。具體說到噪聲系數，改善的測量精度和更小的防護頻帶意味著 LNA 可以有更好的技術指標，進而達到使用較小功率的發射放大器就能夠獲得同樣的系統總體 SNR 的目的。由此可以使用更小、更輕、更便宜的發射機，這對于機載和星載應用是極為重要的。
在產品的生產測試中，改善的測量精度還可以允許使用較小的防護頻帶，這樣可以在多個測試站的測量結果中取得更好的相關性，這意味著需要返工的產品越來越少，良率和吞吐量都大有提高，測試成本也進一步下降。更小的防護頻帶還可以讓產品的技術指標更出色、更具競爭性，從而可以以更高的價格銷售或是占據更多的市場份額。
噪聲系數概述
什么是噪聲系數 ?
噪聲系數是用來描述一個系統中出現的過多的噪聲量的品質因數。把噪聲系數降低到最小的程度可以減小噪聲對系統造成的影響。在日常生活中，我們可以看到噪聲會降低電視畫面的質量，也會使無線通信的話音質量變差；在諸如雷達等的軍用設備中，噪聲會限制系統的有效作用范圍；在數字通信系統中，噪聲則會增加系統的比特誤碼率。系統設計人員總是在盡最大努力使整個系統的信噪比 (SNR) 達到最優，為了達到這個目的，可以用把信號提高的辦法，也可以用把噪聲降低的辦法。在像雷達這樣的發射/接收系統中，提高信噪比的一種方法是用更大的大功率放大器來提高發射信號的功率，或使用大口徑天線。降低在發射機和接收機之間信號傳輸路徑上的損耗也可以提高 SNR，但是信號在傳輸路徑上的損耗大都是由工作環境所決定的，系統設計人員控制不了這方面的因素。還可以通過降低由接收機產生的噪聲來提高 SNR－通常這都是由接收機前端的低噪聲放大器 (LNA) 的質量決定的。與使用提高發射機功率的方法相比，降低接收機的噪聲 (以及讓接收機的噪聲系數的指標更好) 的方法會更容易和經濟一些。
噪聲系數的定義是很簡單和直觀的。網絡的噪聲因子 (F) 的定義是輸入信號的 SNR 除以輸出信號的 SNR:
F = (Si/Ni)/(So/No)，式中:
Si = 輸入信號的功率
So = 輸出信號的功率
Ni = 輸入噪聲功率
No = 輸出噪聲功率
把噪聲因子用分貝 (dB) 來表示就是噪聲系數 (NF): NF = 10*log (F)
這個對噪聲系數的定義對任何電子網絡都是正確的，包括那些可以把輸入信號的頻率變換為另外一個輸出頻率的電子網絡，例如上變頻器或下變頻器。
為了更好地理解噪聲系數的定義，我們以放大器為例。放大器的輸出信號的功率等于放大器輸入信號的功率乘以放大器的增益，如果這個放大器是一個很理想的器件的話，其輸出端口上噪聲信號的功率也應該等于輸入端口上噪聲信號的功率乘以放大器的增益，結果是在放大器的輸入端口和輸出端口上信號的 SNR 是相同的。然而，實際情況是任何放大器輸出信號的噪聲功率都比輸入信號的噪聲功率乘以放大器的增益所得到的結果大，也就是說輸出端口上的 SNR 要比輸入端口上的 SNR 小，即噪聲因子 F 要大于 1，或者說噪聲系數 NF 要大于 0 dB。
在測量并比較噪聲系數時，必須要注意的是我們在測量過程中是假定測試系統能夠在被測器件 (DUT) 的輸入端口和輸出端口上提供非常完美的 50 Ω 端接負載。但在實際測量中，這樣完美的條件永遠不會存在。稍后我們會討論如果測試系統沒有完美的 50 Ω，系統會對噪聲系數的測量精度造成怎樣的影響。同時，我們也會講解各種校準和測量方法如何校正由于不理想的 50 Ω 源匹配引起的誤差。
另一種用來表達由放大器或系統引入的附加噪聲的術語是有效輸入溫度 (Te)。為了理解這個參數，我們需要先看一下無源端接所產生的噪聲量的表達方式－kTB，其中 k 是玻爾茲曼常數，T 是以開爾文為單位的端接溫度，B 是系統帶寬。因為在某個給定的帶寬內，器件產生的噪聲和溫度是成正比的，所以，器件所產生的噪聲量可以表示為帶寬歸一化為 1 Hz 的等效噪聲溫度。例如，一個超噪比 (ENR) 為 15 dB 的商用噪聲源所產生的電噪聲等效于溫度為 8880 K 的負載端接。任何一個實際器件的噪聲系數都可以表示為一個有效輸入噪聲溫度。顯然 Te 不是放大器或變頻器的實際物理溫度，它是輸入端接與一個噪聲為零的理想器件相連時的等效溫度 (單位為開爾文)，該器件在輸出端口上會產生同樣大小的附加噪聲，Te 與噪聲因子的關系是:
Te = 290*(F - 1)
圖 1 顯示了 Te 和噪聲系數的關系曲線。雖然大部分 LNA 的特征是用噪聲系數來描述的，但是當 LNA 的噪聲系數小于 1 dB 時，就會經常用 Te 來描述其噪聲特征。在進行與噪聲功率相關的計算時，Te 也是一個很有用的參數。
圖 1. 有效噪聲溫度和噪聲系數的關系
噪聲系數的測量技術
有兩種測量噪聲系數的主要方法。最常用的是 Y 因子法或冷熱源法，是德科技的噪聲系數分析儀和頻譜分析儀都是用這種方法測量噪聲系數。
Y 因子法使用經過校準的噪聲源－包括專門設計的通/斷噪聲二極管，在噪聲源的后面還有一個可提供較好的輸出匹配的衰減器 (圖 2)。當二極管關閉，即沒有偏置電流存在時，噪聲源會對被測器件呈現出室溫端接負載。當二極管被反向偏置時，它所產生的雪崩效應會產生一個超過室溫端接負載的電噪聲，這個額外產生的噪聲量被表征為 "超噪比" (即 ENR)。對于一個給定的噪聲源，ENR 的值會隨著頻率而變化。根據內部衰減器的情況的不同，典型噪聲源的 ENR 標稱值的范圍在 5 dB 到 15 dB 之間。使用噪聲源可以在被測器件的輸出端口得到兩個噪聲功率的測量結果，這兩個測量結果的比值 (稱為 Y 因子) 可用來計算噪聲系數。使用 Y 因子法進行測量還能生成被測器件的標量增益。
圖 2. 超噪源的原理圖
第二種測量噪聲系數的方法是冷源法，有時也把這種方法叫做直接噪聲測量法。在被測器件的輸入端口連接一個冷 (通常是室溫的) 端接負載，另外再單獨測量被測器件的增益。使用矢量網絡分析儀 (VNA) 測量噪聲系數就經常采用冷源法，因為這可以使我們在測量放大器或變頻器時，只需通過單次連接，就可以完成諸如 S 參數、壓縮、噪聲系數等多項指標的測試。
Y 因子法
我們在這里要詳細介紹 Y 因子法。使用噪聲源我們可以進行兩個噪聲功率測量。一個是在噪聲源處在冷狀態 (噪聲二極管關閉) 下進行，另一個是在噪聲源處在熱狀態 (噪聲二極管打開) 下進行。從這兩個測量和噪聲源已知的 ENR，我們就可以計算出兩個變量: 被測放大器的標量增益和噪聲系數。
在對被測器件進行測量的同時，測試儀器中的噪聲接收機的噪聲也會被測量到。為了去除附加噪聲對測量結果的影響，在測量開始之前需要進行校準，校準的過程就是把噪聲源與測試儀器相連，然后測量內部噪聲接收機的噪聲系數。使用一個簡單的數學表達式就可以把被測器件的噪聲系數從整個系統的噪聲測量結果中提取出來。這一步驟被叫做第二級噪聲校正，這是因為被測器件的噪聲系數是基于測試儀器中的噪聲接收機在第二級的增益和噪聲系數進行校正的。
如果我們把放大器的輸出噪聲功率與其輸入噪聲功率的關系畫成圖的話，只要這個放大器是線性的，那么關系圖曲線就會是一條直線，如圖 3 所示。對于 LNA 來說，這是一個很好的假設，因為它們的目的就是放大那些遠離放大器壓縮區域的低電平信號。即便是輸入噪聲為零，由于放大器內部有源電路自身會產生噪聲的機理，在放大器的輸出端口上還是會有一定的噪聲。這個由放大器自身所產生的噪聲就是噪聲系數測量中所要標定的量。從圖中我們就可以輕松地看出，為什么在求解放大器的增益 (直線的斜率) 和噪聲系數 (從 Y 軸截獲點導出) 時需要進行上述兩個噪聲功率測量。
圖 3. Y 因子法的圖解
冷源法
我們在這里要詳細介紹冷源法。冷源法的技術在概念上是很簡單的，被測器件的輸入端始終在室溫 (所謂的 "冷" 端接) 條件下，只進行噪聲功率測量，測得的噪聲是經放大的輸入噪聲再加上放大器或變頻器所產生的噪聲。如果可以精確地知道放大器的增益 (或變頻器的變頻增益)，那么就可以從測量結果中把經放大的輸入噪聲去掉，只留下由被測器件產生的噪聲，由此就可以計算出噪聲系數。為了能夠在冷源法測量中得到精確的結果，我們必須要對被測器件的增益了如指掌。矢量網絡分析儀使用 2 端口矢量誤差校正技術和其他先進的校準方法可以達到冷源法所需的精度，因此，冷源法是矢量網絡分析儀進行噪聲系數測量的理想選擇。
同 Y 因子法一樣，冷源法也需要一個校準步驟來表征儀器內部噪聲接收機的噪聲系數和增益。另外，這一步驟也需要一個噪聲源來完成；或者也可以使用功率計做掃頻測量來確定接收機的有效噪聲帶寬。注意，冷源法所使用的噪聲源或功率計只是在校準時才用到，被測器件進行測量時就不需要。
圖 4 是輸出噪聲功率與輸入噪聲功率的關系圖，在這里，我們可以單獨測量被測器件的增益而得到這條直線的斜率。接下來只需進行一次功率測量就能確定這條直線和 Y 軸的交點，從而確定該直線在圖中的位置，這樣就可以推導出被測器件的噪聲系數。
圖 4. 冷源法的圖解
注意，當使用 VNA 測量被測器件的增益時可以采用矢量誤差校正技術，由此得到的增益測量結果要比用 Y 因子法測得的更加精確。矢量誤差校正要求對被測器件的四個 S 參數都進行測量，這需要分析儀做正向和反向兩次掃描。在后面我們將會討論如何利用被測器件經過校正的 S11 和 S22 參數來校正測量結果中的其他誤差。冷源法已經被進一步開發和應用到變頻器的測量，其中輸入頻率和輸出頻率并不相同。
限制測量精度的因素
使用 Y 因子法測量時的假設條件
Y 因子法的測量精度依賴于對放大器和測試系統所做的幾個假設，這些假設條件的有效性會因測試系統和被測器件的 S 參數和噪聲參數不同而變化。
第一個假設條件是噪聲源與被測器件具有良好的 50 Ω 匹配。這種假設雖然不是很完美，但是當被測器件與噪聲源直接連接時，特別是使用 ENR 較小的噪聲源時 (ENR 較小的噪聲源比 ENR 較大的噪聲源往往有更好的匹配)，這種假設還是比較合理的。不過，當在噪聲源和被測器件之間加入了其他的電網絡時，這種假設就不是很好了。我們稍后會看到，與理想的 50 Ω 源匹配的偏離會在測量結果中造成相當大的誤差。
我們在后面會舉幾個例子，您可以看到把噪聲源與被測器件直接連接在一起要么不切實際，要么就根本不可能。首先，很多航空航天/國防設備和商用微波通信設備本身是沒有同軸連接器的，例如，相控陣雷達系統上的很多發射/接收模塊都有輸入輸出微帶線，要求測試夾具和商用同軸測試設備進行連接。另一個例子是單片微波集成電路 (MMIC)，對它們的測試往往是在把它們進行封裝之前直接在半導體晶圓上進行，在這種情況下，必須使用同軸共面測試探頭把測試設備接到被測器件。在上述實例中，我們都沒有辦法把噪聲源和被測器件直接進行連接。
在很多情況下即便是被測器件有同軸連接器，但是由于需要用自動測試設備 (ATE) 進行測量，需要同時連接多臺儀器來充分表征被測器件的特征，例如，需要用網絡分析儀測量 S 參數和增益壓縮，用頻譜分析儀、信號源和噪聲源測量互調失真和噪聲系數等特征，在這種情況下，就必須在測試設備和被測器件之間增加一個開關矩陣，因此，當測量噪聲系數時，也是無法把噪聲源直接接到放大器的輸入端口。
在無法把噪聲源和被測器件的輸入端口直接相連的情況下，附加的電纜、適配器、開關、測試夾具和/或探頭都會引起額外的損耗和反射，這些會使測試系統的有效源匹配性能降低。雖然通過把噪聲源的 ENR 值進行標量校準可以減輕測量附件帶來的損耗影響，但是源匹配的劣化所造成的影響是不容易去除的，這自然會導致測量精度下降。
第二個假設條件是噪聲源的輸出匹配在冷熱兩種狀體下是不變的。實際情況則是有一些變化存在，因為噪聲二極管的阻抗在其有偏置電壓和無偏置電壓的條件下是不一樣的。對于 ENR 小并且在二極管和輸出連接器之間的衰減比較大的噪聲源，這種冷熱狀態的變化導致的阻抗變化會小一些。
第三個假設條件是無論連接的是噪聲源還是被測器件，測試儀器中的噪聲接收機的噪聲系數都是一樣的，即便是這兩種不同的器件與噪聲接收機相連時所呈現的源阻抗有所不同。不過實際情況是噪聲接收機的噪聲參數將確定其噪聲系數如何隨源阻抗而變化，這意味著第二級噪聲校正應根據被測器件的 S22 參數進行調整。
最后一個假設條件是與放大器的可用增益有關，在計算放大器的噪聲系數時會用到這個指標，它是放大器的輸入和輸出端口都是共軛匹配的情況下放大器的增益。使用 Y 因子法測得的增益實際上是標量功率增益，只有當被測器件的輸入和輸出匹配接近 50 Ω 時，這個標量功率增益才接近于放大器的可用增益。對于一些匹配很差的器件，例如沒有匹配的晶體管，要想得到真正的可用增益需要測量其全部 4 個 S 參數，如果不使用 VNA 是沒有辦法做到的。
這些假設條件對 Y 因子法測量精度的影響可通過噪聲系數不確定度計算器很好地進行分析，該程序涵蓋了所有因素所產生的影響，稍后我們會舉例說明這個計算器程序給出的分析結果。在下一節內容中，我們將對 Y 因子法和冷源法的測量精度做更為詳細的分析。
噪聲系數測量結果中不確定性的來源
為了能夠理解噪聲系數測量精度和不同測試方法的區別，我們必須要理解測試系統中誤差的來源以及它們是如何與被測器件互相作用的。有各種因素都會造成噪聲系數測量結果中的不確定性。使用不同的測試方法和不同級別的誤差校正會導致測量結果中誤差的幅度大為不同，有些誤差的來源對于兩種測試方法來說是共有的，而有些誤差來源則是每種測試方法所特有的。
共有的誤差來源包括儀器的不確定性和 ENR 的不確定性，通常測試儀器中只有這兩個誤差來源是標有指標的。ENR 的不確定性由噪聲源的制造商給出，其大小取決于表征超噪比所用的測試方法；儀器的誤差通常是最小的誤差源。但是如果認為總體測量精度僅僅取決于上述兩個技術指標那就錯了。
抖動是兩種測試方法中另一個共有的測量誤差來源，它來自于對低電平隨機信號 (噪聲) 的測量。抖動是用來對一個噪聲很大的信號的平均噪聲功率測量精度進行定量分析，它可以被看作是噪聲系數測量結果軌跡上的噪聲量 (與 S 參數測量結果中的高電平軌跡噪聲類似，但通常還要大一些)，它與噪聲測量的時長和測試系統的帶寬有關。在 PNA-X 上通過增大噪聲平均值可以擴展測量帶寬或增加積分 (測量) 時間，從而把這種誤差來源的影響降低到可以接受的程度。噪聲平均值計算只是測量噪聲功率時在噪聲系數測量環節中會用到，它是獨立于在整個噪聲系數測量軌跡上所用的掃描平均而被特別控制的。
最后一個共有的誤差來源是測試系統的漂移，這主要是因為溫度的變化而引起的。測試系統始終存在著漂移，但它可以通過對系統的再次校準而解決。
正如前文所述，人們希望噪聲系數測量是用理想的 50 Ω 測試系統進行。如果測試系統的源匹配不是理想的 50 Ω 的話，就會產生兩種測量誤差來源。如果這些誤差不被校正的話，那么它們往往會成為影響噪聲系數測量不確定性的最主要因素。
失配誤差
第一種因為不理想的系統源匹配產生的誤差來自于測試系統與被測器件的輸入匹配的交互作用，引起與噪聲信號頻率的失配。這種失配效應與使用正弦信號測量 S 參數時的失配效應相同，圖 5 顯示了使用 Y 因子法測量時的失配效應。雖然大多數高頻 LNA 的輸入匹配額定值都是 50 Ω，但是實際輸入匹配會因頻率的不同而在這個值上下浮動。這對于噪聲源源匹配以及位于噪聲源和被測器件之間的任何電網絡的源匹配同樣適用。根據被測器件輸入匹配的不同，從噪聲源出來的一些噪聲功率會被放大器的輸入端口反射回來，假如噪聲源能夠提供理想的 50 Ω 匹配，那么反射的功率會全部被吸收， LAN 在 50 Ω 匹配條件下的真正噪聲系數也就可以測量。不過，如果噪聲源不能提供理想的源匹配，那么一些噪聲功率就會被再次反射回被測器件，這些被再次反射回來的信號會與原始信號形成相消或相長的互相干擾，這個由匹配的相對相位而定。如果頻率跨度足夠寬能夠顯示一個或更多的反射周期，這種失配的效應就可以從測試結果的典型紋波圖案中看出來。盡管經常會因為頻率跨度太窄或測試點數太少的緣故而看不出紋波，但是誤差始終存在于測量結果中。
圖 5. Y 因子法中的失配誤差
對于使用 Y 因子法進行測量，由于噪聲源 (或噪聲源與適配器、電纜、開關或探頭級聯之后) 的不理想匹配，以及頻譜分析儀和噪聲系數分析儀無法用數學計算的方法來消除誤差的影響，失配誤差可以非常大。對于使用冷源法進行測量，失配誤差的大小取決于被測器件輸入端口上 50 Ω 端接的質量；也可能與誤差校正技術的類型有關。用已經過適當誤差校正的 VNA 采用冷源法測量時，因為 VNA 可以測量測試系統和被測器件的 S 參數，并用數學方法對這種失配效應進行補償，因此測量結果中的失配誤差極小。
噪聲參數的影響
很多測試工程師都不了解另一種同樣由不理想的系統源匹配引起的誤差。實際上由被測器件產生的一些噪聲會從器件輸入端口出來，經過系統源匹配反射之后又重新進入到被測器件。這個被反射回來的噪聲會使被測器件的噪聲系數發生變化，這種變化取決于反射噪聲功率的相位和放大器內部各種噪聲源的相關性，因此，測得的噪聲系數將隨著系統源阻抗而變化。
LNA 設計人員非常了解這種效果，他們會測量放大器的每個獨立器件的噪聲參數，這些噪聲參數可以幫助設計人員估算某個器件的最小噪聲系數，以及在怎樣的源阻抗 (最佳反射系數) 條件下才能獲得這個最小的噪聲系數。噪聲參數還會告訴設計人員，當系統源阻抗偏離最佳值時，放大器的噪聲系數會發生怎樣的改變。對于給定阻抗的改變，噪聲系數的變化幅度對于放大器和變頻器來說是不一樣的，有些器件對源阻抗的變化是很敏感的，而有些器件則不是。了解了關于器件的噪聲參數和 S 參數的知識，LNA 設計人員就能夠針對具體應用而著手設計匹配的電路，以便優化放大器的增益和噪聲系數。
當測量噪聲系數時，如果不對噪聲參數的影響進行補償，那么噪聲參數就會產生很大的誤差。在下一節里會詳細探討這個話題。
什么是噪聲參數
噪聲參數在被測器件的輸入端口和測試儀器內置噪聲接收機的輸入端口上都會產生影響。要想了解為什么噪聲參數會給測量結果帶來誤差，我們首先需要了解什么是噪聲
參數。放大器的噪聲參數描述了噪聲系數隨著源阻抗 Γs 而變化的情況。在史密斯圓圖上，噪聲參數通常被繪制為恒定噪聲系數圓 (圖 6)。一組給定的噪聲系數圓是在某一個頻率上有效的。對任何一種放大器，不論是獨立的放大器還是嵌入到變頻器前端的放大器，在達到某個最優阻抗時就會出現一個最小噪聲系數，我們把這個最優阻抗叫
做 gamma-opt (Γopt)。源阻抗偏離最優阻抗越遠，放大器的噪聲系數就會越大。放大器的噪聲參數與晶體管內偏置電流和工作頻率都有關。
圖 6. 噪聲參數被繪制為恒定噪聲系數圓
噪聲系數效應和源阻抗可以通過噪聲參數的數學公式來表示:
從這個公式中可以看到噪聲因子 F 是隨著源阻抗 Γs 而變化的。除了 Z0 (50 Ω 系統基準阻抗) 之外，還有三個被稱作噪聲參數的常數 (兩個標量常數，一個矢量常數)。這四個噪聲參數是: Fmin (最小噪聲因子)、Γopt-magnitude、Γopt-phase (對應于 Fmin 的最優源阻抗) 和 Rn (噪聲電阻，這是一個靈敏度參數，控制當源阻抗偏離 Γopt 時噪聲系數的降級速度)。恒定噪聲圓是由公式中的那些包含 Γs 在內的絕對值平方項決定的。
噪聲的相關性
為了解為什么器件的噪聲系數會隨著輸入匹配而變化，我們需要仔細看一下放大器上有噪聲的雙端口模型。一個有噪聲的雙端口網絡會有兩個噪聲來源: 一個是和輸入端口有關的，另一個是和輸出端口有關的。從數學的角度看，噪聲發生器可以表示為電流源或電壓源，或者是兩者的組合。圖 7 下方顯示了噪聲分析最常用的模型，因為它把噪聲發生器與理想的增益模塊分隔開來，并把噪聲發生器置入放大器的輸入端口，這會讓人們更容易地理解源匹配與兩個噪聲發生器的交互作用。通常情況下這兩個噪聲源是彼此獨立的，但是它們之間也會因為放大器在物理和電氣方面的特征而表現出一定的相關性。
圖 7. 雙端口噪聲模型
理解兩個噪聲源之間的相關性對于很好地理解噪聲參數是至關重要的。在圖 8 中，如果兩個噪聲源是完全相關的話，那么它們的瞬時 (電壓或電流) 波形的差值就是比例因數 (增益)；如果它們是完全不相關的，那么每個波形就會是真正的隨機波形，而且彼此毫不相關。對于真實世界中的放大器來說，兩個噪聲源之間相關的量介于完全相關和完全不相關這兩種極端情況之間，這是因為與輸入端口和輸出端口有關的噪聲發生器在放大器中共享有源電路。這些物理噪聲發生器會向正反兩個方向發出噪聲 (這有助于產生相關性)，但是在每個方向上的幅度和相位的變化將會是不一樣的 (這有助于產生非相關性)。例如，晶體管會在一個方向上產生增益，而在另外一個方向上則會產生損耗。如果在這兩個噪聲源之間存在一定的相關性的話，那么就會有某個源阻抗值能夠提供導致最大噪聲抵消效果所需的幅度和相位偏移 (Γopt)，這個源阻抗值會產生最小的噪聲系數。
圖 8. 噪聲的相關性
噪聲參數的概念直接關系到我們精確測量 50 Ω 噪聲系數的能力。當測試系統的源阻抗在 50 Ω 附近變化時，Γs 就會在靠近史密斯圓圖中心的幾個噪聲圓之間變來變去，所測得的被測器件噪聲系數也會隨之改變。圖 9 顯示了一個 15 dB ENR 噪聲源在不加電狀態下的輸入匹配，雖然它的中心是在 50 Ω 上，但是它的反射系數很明顯是隨著頻率的變化而改變的。如果不對 VNA 的源匹配進行校準，情況會更糟糕，考慮到 VNA 更為復雜的組成結構，這一點也就不會令人吃驚了。因為放大器的噪聲系數是隨著源阻抗而變化的，人們可以看出傳統的噪聲系數測量系統為什么會因為不理想的源匹配而產生非常明顯的測量誤差。這種效果所產生的影響顯示在測量結果上就是會出現很多的紋波，這些紋波很難與因為失配誤差所造成的紋波分辨開來。源匹配的變化越大，在噪聲系數測量結果中引入的誤差也就越大。
圖 9. 噪聲源和 VNA 的源匹配
噪聲參數的影響對 Y 因子法和冷源法都是存在的。在用 Y 因子法進行測量所得到的結果中，即便是在把噪聲源直接與被測器件進行連接的情況下，由噪聲參數所引起的誤差照樣存在，只不過是如果噪聲源的匹配很好的話，通常這種誤差會比較小而已。不過在多數情況下這種誤差會很明顯，這要取決于在測量中所使用的是哪一種噪聲源以及在什么頻率上進行測量。如果在噪聲源和被測器件之間增添其他的元器件，即便是對這些元器件引起的損耗進行了補償，也會出現更大的測量誤差。
當使用 VNA 用冷源法進行測量時，如果不采用衰減器或源校正技術的話，那么系統原始的源匹配通常也是比較差的。使用 PNA-X 獨特的矢量源校正方法 (稍后會進行介紹)，實際得到的源匹配非常理想，這樣被測器件或 PNA-X 內置噪聲接收機的噪聲參數對測量結果造成的不確定性就會很小。
噪聲系數誤差模型
在分析了噪聲系數測量中的主要誤差來源之后，現在我們來了解一下在校準和測量過程中表示測試系統和被測器件交互的直觀誤差模型。圖 10 是一個簡化的 Y 因子法的不確定性模型，ENR 不確定性在校準和測量的過程中都存在，失配誤差是由噪聲源、噪聲接收機和被測器件的不理想 (不是嚴格的 50 Ω) 匹配造成的。噪聲源的不理想匹配還造成噪聲參數誤差，導致噪聲接收機和被測器件的噪聲系數會隨著頻率而發生變化，這個誤差源取決于噪聲接收機和被測器件的噪聲參數。相比之下，抖動和儀器的不確定性是比較小的誤差源。
圖 10. Y 因子法的不確定性模型
圖 11 是使用 PNA-X網絡分析儀實施冷源法的簡化的不確定性模型，其中噪聲源用于校準 PNA-X的低噪聲接收機。在校準過程中要比 Y 因子法的校準多了幾步操作。因為冷源法測量不會用到噪聲源，因此 ENR 不確定性只在校準過程中存在。注意，盡管在模型中出現了失配和噪聲參數誤差項，但由于使用了是德科技先進的誤差校正技術，這些誤差是極小的。S 參數的不確定性、接收機輸入匹配的不確定性和阻抗調諧器反射系數的不確定性都是額外的誤差源，但是因為使用了矢量誤差校正技術，這些誤差都是非常小的。抖動仍然存在，這和 Y 因子法中的情況是一樣的，儀器的不確定性等效于動態精度，這兩項誤差來源都很小。
圖 11. PNA-X 冷源法的不確定性模型
為了對總體測量不確定性有個正確的估計，是德科技開發出了 Monte-Carlo 不確定度計算器，這個程序把每個噪聲系數測量方法中的所有誤差源都包括在內。這樣，用戶可以對某個被測器件用 Y 因子法和用冷源法測得的總體精度進行比較，稍后我們會給出一個實例。PNA-X網絡分析儀 的不確定度計算器 (圖 12) 可以從 www.keysight.com/?nd/nfu 下載。
圖 12. PNA-X 的噪聲系數不確定度計算器使用 Monte-Carlo 法來計算噪聲系數測量不確定性
PNA-X 系列網絡分析儀獨特的測量方法
本節將詳細介紹冷源法噪聲系數測量在 P N A - X 系列網絡分析儀上獨特的實現方法，并介紹使用 PNA-X 測量放大器、變頻器、平衡 (差分) 器件的噪聲系數的方法。
PNA-X系列網絡分析儀 的噪聲系數選件擴展了儀器與被測器件單次連接就能完成的測量范圍，例如，只需通過單次連接就能測量 S 參數、噪聲系數、增益和相位壓縮、諧波和互調失真 (IMD)。PNA-X 噪聲系數測量所提供的結果是目前所有噪聲系數測量儀器中精度最高的。
選件選擇
現在有幾種選件可使 PNA-X系列網絡分析儀 增加噪聲系數測量功能。選件 029 (用于 N5241A 13.5 GHz 和 N5242A 26.5 GHz 型號) 和選件 H29 (用于 N5244A 43.5 GHz 和 N5245A 50 GHz 型號) 為 PNA-X 增添了 13.5 GHz (用于 N5241A) 或 26.5 GHz (用于 N5242/44/45A) 低噪聲接收機，以及專門設計的校準和測量算法。選件 028 把這種校準和測量算法應用到了 PNA-X 的標準接收機上 (通常用來測量 S 參數、變頻增益、壓縮和互調失真)，并把測量噪聲系數的頻率范圍擴展到了 50 GHz。
圖 13 是雙端口 PNA-X N5241A (13.5 GHz) 或 N5242A (26.5 GHz) 增添選件 029 噪聲系數硬件之后的結構圖。當使用低噪聲接收機測量噪聲系數時，有 5 個噪聲帶寬可供選擇: 24、8、4、2 和 0.8 MHz。因為在測試端口 2 上設計了特別的電路，所以在用冷源法進行 S 參數、變頻增益、噪聲功率測量時無需使用機械開關進行切換。當用戶為了得到最佳噪聲系數而通過多種參數測量對器件進行調諧時，或者當 PNA-X 是高產量生產測試系統的一個組成部分時，PNA-X 的這個特性非常有用。
圖 13. 配有噪聲系數硬件選件的雙端口 PNA-X
PNA-X噪聲系數解決方案還需要一個噪聲源 (當使用低噪聲接收機時) 和/或一個功率計 (當使用標準接收機或在測量變頻器時)，這兩個器件僅在校準過程中才會用到。要徹底完成經過校正的矢量－源測量，還需使用一個專門用作阻抗調諧器的電子校準件。此外，還需要另一個電子校準件或機械校準套件完成對 S 參數測量部分的校準。
作為阻抗調諧器使用的電子校準件可以幫助去除不理想系統源匹配所造成的影響，我們在下面將就此做詳細的解釋，這讓我們在進行單次連接測量的同時還可以得到很高的精度。選件 029 或 H29 為測試端口 1 上的激勵源環路增加了一個旁路開關，這樣如果需要的話，在測量壓縮特征或 IMD 特征時就可以把作為調諧器使用的電子校準件避開。您也可以選擇標量校準。標量校準的精度較差但速度更快，并且不需要將電子校準件用作阻抗調諧器。即便利用完全的矢量－源校正技術，PNA-X 噪聲系數解決方案的速度也要比 NFA 和頻譜分析儀解決方案快很多 (圖 14)。鑒于 PNA-X的測量速度極快，因此可以使用 PNA-X 測量非常多的數據點，以獲得高分辨率。
圖 14. 配有噪聲系數硬件選件的雙端口 PNA-X
校正噪聲參數造成的影響
我們在之前已經提到，VNA 通過常規的矢量誤差校正技術可以對失配誤差進行校正。為了校正噪聲參數誤差，我們必須要對被測器件的噪聲參數進行測量，進而就需要在被測器件的輸入端口使用阻抗調諧器。在選擇阻抗調諧器時，可以使用噪聲參數測試系統常用的機電式阻抗調諧器，它可以給被測器件提供非常寬的源阻抗范圍；或者，也可以使用前面提到的電子校準件，它提供在計算 50 Ω 噪聲系數時所需要的有限阻抗范圍。為了更有效地進行第二級噪聲校正，在校準過程中還要對噪聲接收機的噪聲參數進行測量。
圖 15 形象地表達了這個概念。在史密斯圓圖中心位置上的方塊是我們想要對被測器件的噪聲系數進行測量的地方，這里對應的是理想的 50 Ω 源阻抗。但正如前文所述，我們知道測試系統不能提供理想的 50 Ω 匹配。因此，與其假設我們測量的是具有理想源匹配的噪聲系數，倒不如有意使用一組非 50 Ω 阻抗 (我們知道這些阻抗的精確值) 來測量噪聲系數。如圖所示，在每個測量頻點上我們給被測器件最少提供 4 個不同的阻抗值，在每一個阻抗值上測量從被測器件輸出的噪聲功率。在校準過程中對這 4 個狀態的阻抗值進行測量，并在已連接被測器件的情況下進行噪聲功率測量。然后把成對的阻抗值/噪聲功率值用在噪聲參數的公式中 (使用 4 個等式求解 4 個未知變量)，因此就可以非常精確地算出在 50 Ω 條件下的噪聲系數。所以使用從史密斯圓圖上用小圓圈表示的測量結果，我們就可以精確地計算出與圖中心方塊相對應的噪聲系數。
圖 15. PNA-X 獨特的源校正技術的圖示
正如矢量誤差校正能夠顯著改善 VNA 在 S 參數測量時的源匹配和負載匹配一樣，源校準方法可以使 PNA-X 的非理想源匹配在噪聲系數測量時變得非常出色。在實際測量中，在每一個阻抗狀態下都會做一次頻率掃描，而不是在每個頻率點上改變阻抗的狀態，這就使得整個測量過程變得非常快。當使用 N4690 系列電子校準件時，用戶可以最多選擇 7 個阻抗狀態，通過用更多數據進行超定的方法可以進一步提高測量精度。
使用 PNA-X 和 Y 因子法得到的測量結果的比較
借助前面提到的 Monte-Carlo 噪聲系數不確定度計算器，圖 16 是在自動測試環境中分別用 PNA-X 源校正技術和 Y 因子法 (使用超噪比為 14 dB 的噪聲源) 對 LNA 進行測量不確定性計算。在本例中，LNA 的技術指標是: 增益 = 15 dB，輸入/輸出匹配 = 10 dB，噪聲系數 = 3 dB，Fmin = 2.7 dB，Γopt = 0.27 + j0，Rn = 12 至 33。
圖 16. ATE 環境中的噪聲系數不確定性
圖 17 是把前一個測量結果不確定性實例的各個因素加以分解。使用 Y 因子法時，兩個最大的誤差來源是由不理想的系統源匹配造成的。第一大誤差源是噪聲源非理想匹配和被測器件所產生的噪聲交互作用所引起的噪聲參數效應，第二大誤差源是由失配效應引起的。注意，當我們在噪聲源和被測器件之間插入一個仿真的 ATE 網絡時，相比失配誤差的影響，噪聲參數的影響會變得更大。對于使用 PNA-X 的源校正方法，最大的誤差源是在校準過程中噪聲源的 ENR 不確定性，這種不確定性會影響到對 PNA-X 內置噪聲接收機進行測量的精度。
圖 17. 在 ATE 環境中得到的噪聲系數測量結果不確定性的分解
圖 18 顯示了對未封裝的 LNA 進行晶圓上測量。從圖中可以看到，使用 Y 因子法時不能將噪聲源直接與放大器連接，必須通過電纜和晶圓探頭進行連接。用 PNA-X網絡分析儀 進行測量的結果不確定性會因為晶圓探頭損耗而有所增加，當頻率超過 24 GHz 時，這種增幅最為明顯。然而，與 Y 因子法相比，PNA-X 測量結果中的不確定性還是很小的。如果在晶圓上裝置中增添一個開關矩陣，那么 Y 因子法所具有的不確定性會比上面實例中的不確定性還要差，與 PNA-X 只有 0.3 dB 的不確定性相比，Y 因子法的不確定性在這里已經達到了 1.1 dB。
圖 18. 對晶圓上裝置的噪聲系數不確定性進行比較
圖 19 把這個晶圓上測量實例的不確定性因素加以分解。再次看到，當使用 ATE 環境時，Y 因子法的主要誤差源是由失配和噪聲參數效應引起的。
圖 19. 在晶圓上裝置中得到的噪聲系數測量結果不確定性的分解
圖 20 是對一個未經封裝并且是沒有匹配的低噪聲晶體管分別用 PNA-X 的源校正方法和 Y 因子法 (使用 ENR 為 14 dB 的噪聲源) 進行測量，并對測 的源校正方法和 Y 因子法 (使用 ENR 為 14 dB 的噪聲源) 進行測量，并對測量結果進行比較，這是一個真實的 401 點寬帶測量。這個被測器件的輸入匹配很差而很難得到很精確的測量結果。注意，使用 PNA-X 進行測量所得到的軌跡相對平滑，而且處在 Y 因子法紋波的中心。Y 因子法測量結果中的紋波通常很難看到，這其中有兩個原因。第一個原因是很多器件都是窄帶器件，所以測量帶寬通常會太窄而無法顯示固有的紋波，在中心頻率低于 15 GHz 的窄帶測量應用中，使用 Y 因子法測量得到的結果要么是比器件的實際性能好很多，要么就是比實際差很多。第二個原因是，即便是進行寬帶測量，因為 Y 因子法的測量速度極慢，所以在測量時只能選擇非常少的測量點數，所得到的結果自然就是欠采樣的結果，或是完全偏離了被測器件真實性能的假象，圖中虛線所示的就是測量點數只有 11 個時的測量結果－這也是 NFA 默認的測量點數。把測量點數增加到 401 個，紋波就會很明顯。PNA-X 提供較低的紋波，具有更高的測量精度，因此也能反映出被測器件的真實性能。
圖 20. 用 PNA-X 和 NFA (使用 ENR 值比較大的噪聲源) 測量噪聲系數的結果
圖 21 顯示了 ENR 為 6 dB 的噪聲源重復前面所做的測量。我們可以看到，Y 因子法的測量結果紋波變小了，但仍然不如 PNA-X的測量結果。
圖 21. 用 PNA-X 和 NFA (使用 ENR 值比較小的噪聲源) 測量噪聲系數的結果
另一種顯示測試系統中是否存在源匹配引起的測量誤差的方法是用一個空氣線來改變呈現在被測器件端口上的源匹配的相位。圖 22 顯示了放大器自身的噪聲系數以及放大器前面有一截空氣線時的噪聲系數。如果測試系統能夠去除不理想的源匹配所造成的影響，那么增加一條空氣線應當只會給測量結果增加了這條空氣線的損耗，空氣線的損耗在這里的頻率范圍內是遠小于 0.1 dB 的，這種效果可以從下半部分的 PNA-X網絡分析儀 測量結果中看出來。然而，圖的上半部顯示的是用 NFA 和 ENR 為 14 dB 的噪聲源進行測量，我們可以看到空氣線的加入使得噪聲系數產生了較大的差異 (取決于頻率)，這些差異的大小甚至超過了理論計算應該得到的值。這種大的變化表明了 Y 因子法的測量結果會受到系統源匹配的不良影響，正如前面討論的那樣，Y 因子法無法去除不理想的系統源匹配引起的失配和噪聲參數效應。
圖 22. 空氣線是顯示是否存在源匹配引起的誤差的一個有效工具
圖 23 顯示了另一個實例，用來說明使用 Y 因子法進行測量時，系統不理想的源匹配會在噪聲系數測量結果中產生紋波。在本例中，把一條 12 英寸長的柔性電纜接到被測器件的前面，模擬一個使用 ATE 進行測量的環境。在使用 Y 因子法時，這條電纜是放在噪聲源 (ENR 為 14 dB) 和被測器件之間的，然后使用 NFA 內置的損耗補償表把電纜的標量損耗去掉。在 ATE 系統中通常都會使用 ENR 值比較大的噪聲源進行測量，這是因為在噪聲源和被測器件之間的損耗會比較大，使用 ENR 值比較小的噪聲源進行測量很難得到比較好的測量結果。使用 PNA-X 進行測量時，電纜就是測試系統的一部分，校準平面設置在被測器件的輸入和輸出端口處。Y 因子法測量結果中的紋波還是很大，這表明不理想的源匹配會產生很大的誤差。
圖 23. 在一個 偽 ATE 環境中得到的噪聲系數測量結果
標量噪聲校準技術
到目前為止，本應用指南介紹了 PNA-X 網絡分析儀是如何在噪聲系數測量的過程中通過給被測器件提供四個或更多的阻抗，校正由不理想的源匹配引起的測量結果誤差，這種校準方法是通過在校準過程中選擇 "Vector Noise" 一項來激活的。還有另一種被稱為 "Scalar Noise" 的校準選項，這種方法操作起來比較簡單，測量速度也快，但是不如 "Vector Noise" 的校準方法精確。這種標量校準方法仍然用冷源法進行測量，仍然是測量被測器件的增益和輸出噪聲功率。不過，標量噪聲校準方法是假設在頻率范圍內系統源匹配的值為 50 Ω，因此無需使用阻抗調諧器。這種測量方法有兩個優點: 第一，它的測量速度很快，因為它只需要一次噪聲功率掃描就可以完成測量，而不是矢量噪聲校準方法所需要的 4 到 7 次噪聲功率掃描測量。相應地，這種方法的第二個優點就是實現起來成本不是太高，因為在測量過程中不需要把一個電子校準件當成阻抗調諧器來使用，這部分成本就可以從測試系統的成本中除掉。這種測試方法中的一個需要權衡的弊端是在測量結果中會出現較大的紋波，因此也就不是非常精確，出現紋波是因為由被測器件的噪聲參數引起的誤差是不可以被去除的。測量結果的誤差有多大要取決于系統源匹配的指標有多好以及被測器件對源阻抗變化的敏感度有多高。
圖 24 比較了矢量噪聲校準和標量噪聲校準兩種測量方法所得到的結果。我們可以看到，用矢量校準方法所得到的測量結果的曲線要平滑得多；在標量校準方法所得到的結果中，如果在測試端口電纜的末端增加一個外接衰減器的話也有助于降低測量結果中的紋波。在本例中，用標量法使用 6 dB 衰減器進行測量所得到的結果與使用矢量法測量所得到的結果非常接近。
圖 24. 矢量噪聲校準法和標量噪聲校準法的測量結果比較
對掃描的考慮
在測量放大器時，除了矢量噪聲校準法所需要的 4 到 7 次掃描測量噪聲功率之外，還需要進行兩次傳統的 S 參數掃描測量 (正向和反向)，以便精確地測量被測放大器的增益。因此，在默認進行 4 次阻抗掃描測量的情況下，為了計算出噪聲系數，分析儀必須要進行 6 次掃描。在測量變頻器時，所需的最少掃錨次數是 8 次，考慮到輸入信號的頻率和輸出信號的頻率不一樣，所以在測量經過匹配校準的變頻增益時就需要用正弦波激勵多做兩次掃描。當使用標量噪聲校準法測量放大器的噪聲系數時，只需要進行 3 次掃描 (2 次用于測量 S 參數，1 次用于測量噪聲功率)；測量變頻器則需要 5 次掃描 (4 次用于測量經過匹配校準的變頻增益，1 次用于測量噪聲功率)。圖 25 對比了分別用標量法和矢量法對放大器的噪聲系數進行測量時的測量速度，比較了做噪聲平均和不做噪聲平均以及在不同的軌跡點數的情況下兩種方法在測量速度上的差別。當進行噪聲平均時 (這也是廣受推薦的做法)，標量法的測量速度大概要快 4 倍。
圖 25. 標量噪聲校準法在測量速度上的改善大概有 4 倍之多
如果 PNA-X 中裝有低噪聲接收機的話 (選件 029 或 H29)，使用低噪聲接收機進行噪聲功率掃描測量 (這時正弦波激勵源是關閉的)，在進行 S 參數或變頻增益測量時，則使用分析儀的標準測量接收機 (使用儀器內部的正弦波激勵源)。因為測試端口 2 上的外接電路與低噪聲接收機搭配使用，一旦切換到噪聲系數測量模式，儀器需要在標準接收機和低噪聲接收機之間進行切換，無需使用額外的機械開關。使用選件 028，所有的測量都是用標準接收機進行的。
使用標準接收機測量噪聲系數
使用 PNA-X 網絡分析儀選件 028，需要用 PNA-X 的標準接收機來測量噪聲系數計算所需的兩種數據－噪聲功率和被測器件的增益 (選件 029 和 H29 包括低噪聲接收機，允許使用標準接收機進行噪聲系數測量，如圖 26 所示)。為了使用標準的接收機測量噪聲系數，同時為了能夠得到真正可用的測量結果，必須要能夠充分理解并克服在測量中涉及到增益和濾波的一些實際限制因素。這些問題都可以通過選件 029 和 H29 低噪聲接收機解決。圖 27 顯示了低噪聲接收機在高頻段 (3 GHz 至 26.5 GHz) 的結構圖。在圖中我們可以看到有兩個關鍵模塊: 第一個是輸入端口上的 LNA，第二個是在混頻器之前的一組濾波器。
圖 26. 選件 029/H29 的噪聲系數設置界面, 提供噪聲接收機或標準接收機進行噪聲系數測量的選項
圖 27. 高頻段噪聲接收機的結構圖
對增益控制的要求
LNA 在提供增益的同時不會添加過多的噪聲 (它本身的噪聲系數很小)，這意味著整個接收機的測量靈敏度會非常好。圖 28 顯示了 PNA-X 配置了選件 029 之后在測試端口 2 上的噪聲系數值。LNA 可以測量噪聲小而且增益也較低的器件，無需使用外部前置放大器。對于被測器件的增益加上噪聲系數的值接近 30 dB 的情況，上圖中的三個輸入放大器都會用到。對于被測器件的增益加上噪聲系數的值超過 30 dB 的情況，在測量中根據需要會把圖中的第二和第三個放大器切換連接到 15 dB 的衰減器上，這樣可以避免接收機產生壓縮的情況。
圖 28. 端口 2 的典型噪聲系數
當使用標準接收機時－這意味著在混頻器之前沒有 LNA，因此儀器的實際噪聲系數可以達到 25 至 45 dB (沒有把測試端口上的耦合器損耗計算在內)－輸入到接收機的噪聲應當至少和接收機內部噪聲是一樣大的，要想得到一個理想的測量結果，輸入噪聲應比接收機所產生的噪聲大得多。如果被測器件的增益加上噪聲系數的值小于 30 dB (頻率高達 20 GHz) 或者小于 40 dB (頻率高達 50 GHz) 或小于 45 dB (頻率高達 67 GHz)，建議使用外部前置放大器才能滿足上面所說的測量條件。如圖 29 所示，可以非常方便地從前面板的跳線接口把外接的前置放大器接入接收機路徑。因為前置放大器是在被測器件的后面，因此它的增益不會從測量結果中通過比值的運算去除掉。因此，在測量時保持周圍環境溫度的穩定是極為重要的，同時，要保證在前置放大器已經充分預熱完畢之后再進行校準和測量。當使用外部前置放大器時，通常還需要在前置放大器的輸出端口外接一個濾波器。使用標準接收機對一些增益很高的器件 (> 60 dB) 來說是非常適用的，例如一些變頻器，因為被測器件的高輸出噪聲功率不會造成接收機產生壓縮；但如果用低噪聲接收機測量這類器件的話，即便是把儀器內的增益設置到最低的程度，也會導致接收機產生壓縮的現象。
(LNA)圖 29. 使用標準接收機測量噪聲系數的原理圖, 第二個端口的耦合器被反向連接, 圖中還顯示出了外接的前置放大器和濾波器
無論是否使用前置放大器，在使用標準接收機進行測量時，對大部分的器件我們都推薦把用于測量噪聲系數的測試端口上的耦合器反著接 (如圖 30 所示)，這樣可以去除接收機路徑中的耦合器損耗。這樣做可以在 1 GHz 的頻率以上把系統的靈敏度提高 15 dB，這一數值遠大于在 1 GHz 頻率以下的靈敏度－耦合臂在 1 GHz 之下會呈現出高通響應特征 (圖 31)。不過，把測試端口上的耦合器反接之后雖然不會妨礙測量 S 參數，但是在測量 S12 或 S22 時會降低可用的功率。總之，這種連接方法是測量噪聲系數時的一種可以接受的權衡取舍辦法。
圖 30. 把測試端口耦合器反接時的跳線連接方法 (把耦合器的主臂和耦合臂對調)
圖 31. 測試端口耦合器的頻率響應 (耦合臂)
對濾波的要求
專用低噪聲接收機的另外一個關鍵部分是置于混頻器之前的一組濾波器，根據具體的測量頻段是用基波混頻還是三次諧波混頻的情況，這些濾波器可以去除在接收機本振基波頻率或三次諧波頻率附近的噪聲。如圖 32 所示，當使用基波混頻時，由于混頻過程當中存在著非線性現象，因此混頻器在內部會產生多余的三次諧波信號 (也會產生高次諧波信號，但是它們所產生的影響普遍都是很小，可以忽略)。如果進入到混頻器的噪聲的頻率是在三次諧波附近，它就會和已經與本振的基波信號混頻了的噪聲信號一起混頻到中頻，因為在三次諧波附近的變頻效率要比在基波頻率上的變頻效率小 10 dB，所以新增加的噪聲相對來說比較少。如果不加入任何濾波措施，這些附加的噪聲就會從被測器件出來，導致所測得的噪聲系數出現預料之外的增加。當分析儀在內部使用三次諧波混頻把噪聲下變頻到中頻進行測量時，也會出現同樣的問題，不過這種情況下在基波頻率附近出現的多余噪聲要比我們所需要的在三次諧波附近的噪聲大得多，結果就會導致測量結果的誤差要比使用基波混頻方法的誤差大很多。這個問題可以使用混頻器之前的濾波器加以解決，情況就如同選件 029 或 H29 (頻率高達 26.5 GHz) 一樣。
圖 32. 當使用標準接收機測量時, 寬帶輸入噪聲會與本振的基波以及內部產生的三次諧波像混頻
對于 43.5 GHz 和 50 GHz PNA-X 網絡分析儀 而言，當頻率在 26.5 GHz 以下時，用的是基波混頻方法，在 26.5 GHz 以上用三次諧波混頻方法。圖 33 比較了對同一個放大器大噪聲系數進行測量的結果，即放大器在寬帶未經濾波時的測量結果和使用中心頻率為 41 GHz 的帶通濾波器時的測量結果。在不經過濾波的情況下，測得的噪聲系數在靠近顯示屏幕中間的 26.5 GHz 處有一個很大的跳變，在 41 GHz 附近顯示出來的噪聲系數值約為 19 dB。經過濾波之后再測量，在 41 GHz 附近的噪聲系數為 4.5 dB，這是正確的測量結果。如果器件在其內部就有濾波機制或者本身就是窄帶器件的話，那么在用標準接收機測量噪聲系數時就不需要使用外部濾波器。當在接收機的環路上使用一個前置放大器時，通常需要對這個前置放大器的輸出進行濾波，除非放大器本身的頻率響應就足夠窄，能夠把不需要的混頻信號抑制掉。在測量寬帶寬器件時，可能需要多個濾波器對感興趣的頻率范圍進行操作，在這樣的情況下，整個頻率范圍的測量工作就需要分成幾個頻帶較窄的范圍來分別測量。如果用戶想在 10 MHz 至 50 GHz 的頻率范圍內進行測量，我們推薦使用 N5245A 選件 H29。當頻率在 26.5 GHz 以下時，可以使用低噪聲接收機，并用其三次諧波抑制濾波器來提高測量精度，從 26.5 到 50 GHz 的范圍內，可以使用配有高通濾波器、轉角頻率在 18 至 26.5 GHz 之間的前置放大器。在這個頻段內制作一個同軸高通濾波器有一個簡單的方法，即，把兩個同軸－波導適配器連接在一起，這是因為波導傳輸線本身就固有高通響應特征。
圖 33. 使用 50 GHz PNA-X 標準接收機測量經過濾波和不經過濾波的放大器的噪聲系數, 并比較測量結果
噪聲功率參數
PNA-X網絡分析儀 除了能夠測量器件的噪聲系數之外，還能顯示從被測器件輸出的噪聲功率。噪聲功率可以表示為可用功率 (推算到共軛匹配負載) 或入射功率 (推算到 50 Ω 負載)，可以顯示為絕對數值 (dBm，歸一化為 1 Hz 帶寬) 或相對數值 (dB，相對于 -174 dBm)。系統噪聲功率參數包括噪聲接收機產生的附加噪聲功率，但是在測量被測器件的噪聲功率參數時會把接收機所產生的部分從測得的噪聲功率中減掉。PNA-X 還可以直接測量 ENR，在測量 ENR 時，PNA-X 在噪聲源加電的狀態下測量噪聲功率隨頻率變化的情況，然后用測得的熱噪聲與系統校準時得到的冷噪聲來計算 ENR。
因為測量噪聲功率參數時是不能使用矢量噪聲校準方法的，因此測量需要兩次掃描: 第一次掃描用來測量 S22 (通過去除接收機所產生的噪聲來對接收機的噪聲參數進行校正，以便獲得被測器件的噪聲功率參數，并計算出可用功率)；第二次掃描是噪聲功率掃描。
測量變頻器的噪聲系數
使用冷源法測量變頻器的優勢之一是它對單邊帶 (SSB) 和雙邊帶 (DSB) 變頻器都能正確地進行測量。DSB 變頻器比等效的 SSB 變頻器會有更多的下變頻噪聲，這是因為 SSB 變頻器內部在混頻器的前面沒有使用鏡像濾波器，如圖 34 所示。這意味著在頻點 (LO + IF) 和 (LO – IF) 上的噪聲會變頻到 IF 上。兩個邊帶所產生的噪聲有可能不一樣大，因為它們依賴于變頻器前端混頻級之前電路的頻率響應特征。如果前端電路的頻率響應在中頻的上下偏置范圍之間表現得比較平坦，那么 DSB 變頻器會比 SSB 等效變頻器多產生 3 dB 的噪聲。在頻率響應不是很平坦的情況下，如果等效 SSB 變頻器的鏡像濾波器位于兩個邊帶中較大的邊帶附近，那么兩種變頻器所產生的噪聲差異會較小；如果等效 SSB 變頻器的鏡像濾波器位于兩個邊帶中較小的邊帶附近，那么這種噪聲的差異就會較大。當使用 Y 因子法時，測量兩個等效 SSB 變頻器和一個 DSB 變頻器的噪聲系數所得到的結果將會是相同的，這是因為在測量中把噪聲功率的測量結果進行了一次比值計算，DSB 變頻器的額外噪聲 (相對于 SSB 變頻器而言) 在求比的過程中被抵消掉了。對于大部分 DSB 被測器件，使用 NFA 或基于頻譜分析儀的解決方案所得到的測量結果通常要比實際的噪聲系數值好 (小) 0 到 3 dB，當然有時候誤差很可能比這個范圍還要大一些。因為冷源法只測量一次噪聲功率，不存在比值計算問題，因此 DSB 和 SSB 變頻器的噪聲系數都可以被準確地測量出來。
圖 34. 單邊帶和雙邊帶變頻器
測量嵌入式本振的變頻器
嵌入式本振變頻器沒有本振或時基信號的接口，這給它們的測量帶來了額外的困難。嵌入式本振變頻器在很多衛星轉發器上都會用到，這是因為在衛星上器件的尺寸和重量都受到限制，同時為了防止出現不需要的雜散信號也都需要限制對安裝在衛星上的變頻器的本振信號的接觸。如果接觸不到變頻器的本振信號或時基信號，就會給測量帶來麻煩。這種被測器件輸出信號的頻率并不一定就是它應有的頻率，因為器件內置本振信號的頻率永遠都不會就是它的標稱值。如果器件內置本振信號的頻率偏置比測量變頻增益所用的中頻帶寬還要大，那么在測量增益時就會引起非常大的誤差。解決辦法是調整 PNA-X 接收機的調諧狀態，這樣可以讓被測器件輸出信號的頻率正好落在分析儀測量變頻增益時所選擇的中頻濾波器的中間。為了讓這種測量方法更有效果，內置本振信號的頻率就必須要相對地穩定一些，這種要求對于應用在航空航天與國防領域中的衛星轉發器和接收機來說基本上都可以滿足，因為它們的本振信號都是鎖定在很穩定而且相位噪聲也很小的晶體振蕩器上。
PNA-X網絡分析儀 的調諧過程非常簡單和直接。首先，先把射頻激勵源的頻率設置到測量的中心頻率上，然后，PNA-X 進行一次寬帶接收機頻率掃描，掃描的中心設為被測器件的額定輸出頻率上 (根據額定本振信號的頻率計算出來的)。根據實際信號的頻率峰值和理論信號的頻率之差，我們可以確定適用于調整 PNA-X 接收機調諧過程的頻偏值。內部接收機掃描的頻率跨度也可以由用戶設定，最大可以設置為 10 MHz，顯然這要比實際變頻器的頻偏大得多。
測量差分器件的噪聲系數
從理論上說測量差分 (平衡) 放大器的噪聲系數是比較簡單的。為了得到一個真正差分模式的噪聲信號，需要在被測器件的輸入端口上連接一個平衡-不平衡變換器或 0°/180° 混合電路。對于完全都是平衡結構的器件，還需要在被測器件的輸出端連接一個平衡-不平衡變換器或混合電路，如圖 35 所示。混合電路是非常有用的元件，通過利用它的求和/∑ (0°)和求差/? (180°) 端口來測量差分模式和共模模式的噪聲系數。當測量晶圓上的器件時，測試探頭連接到平衡-不平衡變換器或混合電路的差分 (或共模) 模式一側。進行差分或共模測量的過程可以簡要歸納為以下三個步驟:
1. 使用標量噪聲校準或矢量噪聲校準方法進行單端噪聲系數校準時, 不用連接平衡－不平衡變換器或混合電路, 或者是探頭
2. 在單端測試端口和被測器件的差分端口之間插入經過表征的平衡－不平衡變換器或混合電路 (如果需要還會插入探頭)
3. 對被測器件進行測量, 用分析儀的 "夾具" 特性把輸入端口 (也可能是輸出端口) 上的平衡－不平衡變換器或混合電路的特征進行去嵌入處理
圖 35. 測量平衡放大器或變頻器時需要使用平衡－不平衡變換器或混合電路
表征平衡－不平衡變換器或混合電路的特征
雖然平衡－不平衡變換器或混合電路本身作為一個三端口器件具有 9 個單端或混合模式的參數，但是為了進行去嵌入處理，我們必須要把它們當成具有 4 個參數的雙端口器件來處理，做到這一點只需要忽略與多余模式相關的參數即可。例如，對于平衡－不平衡變換器來說，只有 4 個單端-差分模式參數是重要的，而其余 5 個共模和混合模式參數可以忽略。如果用戶還想用混合電路測量共模模式的噪聲系數，那么除了要用到 4 個單端-差分模式參數之外，另外 4 個單端－共模模式參數也會用到。
在測量被測器件之前，必須用手動方式生成差分或共模的 .s2p 文件，用于對平衡－不平衡變換器或混合電路進行去嵌入。平衡－不平衡變換器或混合電路是作為單端三端口器件來測量的，PNA-X網絡分析儀 會從它們的單端數據中計算出差分或共模性能。這個操作過程的第一步是先對 PNA-X 做三端口校準，接下來給平衡－不平衡變換器或混合電路連接上互連電纜 (如果需要的話還會連接探頭)，使用四條軌跡設置并測量指定的混合模式參數 (圖 36)。平衡－不平衡變換器或或混合電路 (在測量中它們既可以連接在被測器件的輸入端也可以連接在輸出端) 的單端輸入端口應與 PNA-X 的端口 1 連接，這是因為當使用去嵌入功能時，儀器的夾具特性會認為被去嵌入的元件 (即平衡－不平衡變換器或或混合電路) 的端口 2 是與被測器件的輸入端口或輸出端口連接。當使用混合電路時，在差分模式測量時應在 S 端口上連接一個 50 Ω 端接負載，在共模模式測量時應在 ? 端口上連接一個 50 Ω 端接負載。如果需要對兩種模式都進行表征，特征數據必須要分成不同的數據文件進行保存。一旦適當的差分或共模數據被測量之后，它們的數據就被保存成 .s2p 文件 [操作步驟是點擊 File，接著選擇 Save Data As…，Trace (*.s2p)]。PNA-X 會提醒用戶需要用到的端口－對于差分模式的數據，選擇 S1 和 D2，對于共模模式的數據，選擇 S1 和 C2。
圖 36. 選擇適當的 4 個差分或共模參數
測量噪聲參數
到目前為止我們所討論的 PNA-X網絡分析儀解決方案都是關于測量 50 Ω 噪聲系數。然而，LNA 的設計人員為了設計最佳匹配電路，往往需要測量未經匹配的高反射晶體管的噪聲系數與源阻抗之間的關系。這種類型的表征就產生了對噪聲參數的需要。一個完整的噪聲參數分析過程需要在被測器件的輸入端附近放置一個調諧器，用于提供寬范圍的源阻抗。Maury Microwave 公司最近新開發了一種基于 PNA-X 的噪聲參數測試系統，這個新系統與過去的系統相比，測量速度更快而且精度也更高。并且，新系統比以前基于獨立 VNA 和噪聲系數分析儀的系統設置起來更容易。由于這個系統采用了更為先進的測量算法，因此在保證測量精度明顯提高的同時，測量速度也比以前快了 100 倍。圖 37 顯示了采用新的測量方法之后，得到的測試曲線更平滑了，測量精度也明顯提高。Maury Microwave 公司基于 PNA-X 的噪聲參數測試系統能夠覆蓋高達 50 GHz 的頻率范圍。
圖 37. 與過去的系統相比, Maury Microwave 公司基于 PNA-X 的噪聲參數系統的測量精度和速度都顯著提高
從使用者的角度來看進行噪聲校準要相對簡單一些，在最簡單的情況下，測量放大器只由 3 個校準步驟組成，測量變頻器則只由 4 個校準步驟組成。校準時需要使用儀器內部的正弦波激勵源，一個噪聲源和/或一個功率計，一個直通連接以及 S 參數校準標準件 (電子校準件或機械校準件)。與簡單的 S 參數校準相比，噪聲系數校準需要做更多的測量，如果在校準中使用的是機械校準件，或是一些需要做去嵌入處理的適配器，那么要進行的測量步驟會更多。
矢量噪聲校準
圖 38 概述了 PNA-X網絡分析儀 在測量矢量校準放大器的噪聲系數時所用到的校準步驟，儀器內部裝有低噪聲接收機，使用了兩個電子校準件。整個校準由三個步驟組成。第一步，把噪聲源連接到測試系統的第二個端口，測量噪聲源在冷、熱兩種狀態下的噪聲功率，與此同時還測量了噪聲源相對應的匹配。第二步，把一個直通校準件連接在測試端口 1 和端口 2 之間，這個步驟中要測量的是噪聲接收機在三種不同的增益設置狀態下其增益的差別，同時還測量相對應的負載匹配。因為在校準過程中這三個增益設置狀態都進行了測試，因此在測量過程中如果出現過載就可以改變增益的設置。同樣在第二步中，被用作阻抗調諧器的電子校準件的反射系數 (即源阻抗) 的也得到了測量。在第三步中，需要使用另一個電子校準件或適當的機械校準套件來收集常規 S 參數誤差項數據。如果電子校準件上的連接器與被測器件的連接器完全匹配，那么第三步就只是很簡單的一次測量，如果不匹配 (例如被測器件是陰頭-陰頭連接器，而電子校準件是陽頭-陰頭連接器)，則在第三步需要測量兩次。
圖 38. 使用低噪聲接收機測量噪聲系數和電子校準件校準常規 S 參數的矢量噪聲校準步驟
為了確定接收機的噪聲參數，在 S 參數測試中用到的電子校準件也可以作為阻抗調諧器使用，用于測量在不同源阻抗條件下接收機的噪聲功率。因為在這個電子校準件和噪聲接收機之間的損耗比較小，它被當成接收機的源牽引 (而不是用作阻抗調諧器) 來使用，這樣可以產生比較高的反射系數，并且更好地對噪聲參數進行表征。
圖 39 顯示了用低噪聲接收機測量矢量校準放大器、同時用機械校準套件測量 S 參數部分的校準步驟。這個過程和前一幅圖中所描述的情形相類似，這里主要的差別是接收機噪聲功率與源匹配的關系是在第二步 (把電子校準件配置成調諧器) 和第三步 (使用機械校準件的開路，短路和負載件) 中測量的。在接收機噪聲功率的測量結果中增加機械標準件的數據，可以給出更多的數據，從而獲得更高測量精度的 "超定" 測量辦法。
圖 39. 使用低噪聲接收機測量噪聲系數和機械標準件校準常規 S 參數的矢量噪聲校準步驟
標準接收機的噪聲校準
當使用標準接收機而不是低噪聲接收機測量噪聲系數時，校準過程會有兩個改變。第一個改變是不需要使用噪聲源來表征由接收機所產生的噪聲。當表征低噪聲接收機時，使用一個噪聲源可以提供接收機的增益-帶寬值，這是在計算噪聲功率所帶來的額外噪聲時所必須知道的數據。但是當接收機的噪聲系數比噪聲源所產生的噪聲大得多時——使用網絡分析儀的標準接收機測量噪聲系數就是這種情況，這種方法就行不通了。這個問題可以通過把接收機的增益和帶寬分開測量來解決，然后再用數學方法計算出增益-帶寬值。在測量增益時，為了能夠對接收機進行校準使之可以精確地測量正弦波信號的功率，需要把一個功率計當做絕對功率參考使用。通過窄帶頻率掃描可以確定中頻濾波器的幅度響應，然后再對這個幅度響應進行積分就可以計算接收機的有效噪聲帶寬，也就完成了接收機的噪聲帶寬測量。因為在測量噪聲功率時使用了零中頻混頻，所以在校準過程中會在儀器的顯示屏上出現雙峰值的響應特征，如圖 40 所示。
圖 40. 在校準過程中測量標準接收機的有效噪聲帶寬
當使用標準接收機測量噪聲系數時，校準過程中的第二個變化是只需要進行一次增益測量即可，因為標準接收機內部的混頻器之前沒有可切換的放大器。
標量噪聲校準技術
當進行標量噪聲校準時，因為經過標量校準的測量是在假設有一個理想的 50 Ω 源匹配的條件下進行，所以對當成阻抗調諧器使用的電子校準件的阻抗狀態測量就被忽略了。然而，為了在第二級噪聲校正的過程中可以做得更為精確，用于測量噪聲功率的接收機源牽引測量仍然會執行。如果是使用電子校準件對 S 參數測量進行校準，那么這個電子校準件也可以用于源牽引測量。如果測量 S 參數使用的是機械校準套件，那么機械校準套件的開路標準件、短路標準件和負載標準件也能夠用于源牽引測量。為了求解測量接收機的噪聲參數至少需要知道 4 種阻抗狀態的測量結果，因此在做直通校準時也多做了一步測量，把測試系統原始的源匹配當作額外的阻抗標準來使用。源匹配原始數據的復數值是 S 參數校準數據的一部分。
測量變頻器時的校準
當測量變頻器時，在校準過程的開始階段還要額外增加一步操作，把一個功率計連接在測試端口 1 上。這一步操作是對激勵源的功率進行校準，調節源功率隨頻率的變化。這個經過校準的功率隨后會用在對標準接收機的校準上，使之能夠進行絕對功率測量，這對于測量變頻器的變頻增益 (或損耗) 是非常必要的。這個功率校準方法與標量混頻器/變頻器 (SMC) 測量所用的方法相同。
晶圓上校準
使用低噪聲接收機用矢量校準的方法進行晶圓上測量時，有兩種方法進行校準。因為噪聲源的同軸連接器不能連接到晶圓探頭端上，這兩種校準方法都無法讓噪聲源處在被測器件的測量平面上。在下面的兩個實例中，我們會介紹在校準過程中如何連接噪聲源；在使用標準接收機和同軸功率計進行晶圓上測量，或通過連接一個功率計進行變頻器測量時，可以采用同軸校準和晶圓上校準這兩種方法的組合。
在圖 41 所示的實例中，首先通過一個陰頭－陰頭 (f-f ) 適配器把噪聲源直接連接到 PNA-X 的測試端口 2 上，在噪聲表征完成之后進行第二步操作，在適配器平面上進行 1 端口校準，這樣就建立了一個噪聲校準的基準面。第三步是把 PNA-X 的端口 2 和晶圓探頭用電纜連接起來，讓陰頭-陰頭適配器保持在原位。在完成了晶圓上雙端口校準之后，使用嵌入算法 (在后面會提到) 就可以用數學方法把噪聲校準基準面延伸到雙端口校準平面上。這種校準方法可以把噪聲源和測試端口 2 之間的損耗降至最低，因此可以獲得 PNA-X 內部低噪聲接收機的最佳校準結果。
41. 晶圓上噪聲校準。實例 1: 直接把噪聲源連接到 PNA-X 的前面板上
在圖 42 的實例中，噪聲源連接在用于把晶圓探頭和分析儀相連接的電纜的一端，而不是直接與分析儀的測試端口 2 相連。這種連接方法對于在測量當中擺放 PNA-X 的位置來說是很方便的，特別是在進行晶圓上測量時，PNA-X 通常安裝在測試機架里，放在晶圓探頭臺的后面，這讓用戶很難接觸到 PNA-X。在這種連接方式中，仍然需要使用一個陰頭-陰頭適配器把噪聲源與測試系統進行連接，并且在完成了噪聲參數表征之后，對陰頭-陰頭適配器進行單端口校準，這樣就能建立一個噪聲校準基準面。與前面實例中介紹的適配器在完成單端口校準后保留在原位不同，此時必須要把適配器移除才能把電纜與晶圓探頭相連接。然而，即便是已經移除了這個陰頭-陰頭適配器，嵌入算法仍然能夠把噪聲校準基準面延伸到雙端口校準基準面上。
圖 42. 晶圓上噪聲校準。實例 2: 把噪聲源連接到同軸測試電纜的一端
噪聲校準平面的推移
為了更好地理解前面兩個校準方法實例，特別是為什么在移除陰頭-陰頭適配器的情況下還能夠把噪聲校準平面延伸到晶圓探頭端上，我們在這里探討一下如何把校準平面從一個平面移到另一個平面。以圖 43 為例，Cal 1 是在使用陰頭-陰頭適配器 ([TA]) 的條件下進行的，Cal 2 是在使用晶圓探頭 ([TB]) 的條件下進行的。對 Cal 2 來說，晶圓探頭也是另一種形式的適配器。注意，無論是哪種情況，測試電纜和 VNA 的特征 [Tsys] 都是一致的，它是測試端口電纜和 VNA 的 T 參數組合。我們在這里使用從 S 參數推導出的 T 參數，因為在計算級聯網絡時能夠非常簡單。例如，兩個級聯 T 參數網絡可以很容易地相乘。
為了從校準平面 1 (Cal 1) 推移到校準平面 2 (Cal 2)，我們需要計算一個虛擬適配器的 T 參數，記為 [T?]。這個虛擬適配器可以表示為:
圖 43. 在適配器之間移動校準平面
在實際測量中要考慮的因素
環境溫度設置
當設置噪聲系數測量時，需要知道測試系統的環境溫度以便計算出正確的輸入噪聲功率。在 "噪聲系數設置" 對話框 (圖 26) 中輸入的溫度值應表示所有從校準平面到 PNA-X 方向上的元器件的平均溫度，包括在儀器測試端口后面的元器件的溫度。一個測試開始時非常適用的值就是環境溫度，通常是 298 K，也可以使用一個精密溫度計來測量這個溫度。雖然電子校準件的內部溫度被加熱到 304 K，但是電子校準件和被測器件之間的損耗一般會抵消器件溫度超過環境溫度所帶來的影響。儀器工作時也可能會產生一些加熱的效果，因此 299 K 或 300 K 是比較準確的估計值。注意，把溫度設為 298 K 和設為 300 K 的區別大概只有 0.7%，這相當于在噪聲系數測量結果中只有 0.03 dB 的差異。
在使用噪聲源進行校準的過程中，在校準向導界面上有一個輸入對話框，您可以在這里指定噪聲源的實際溫度。由于噪聲源始終是在加電的狀態下與 PNA-X 連接，因此它的溫度通常要比環境溫度高出幾 K。
噪聲平均
當使用 PNA-X 測量噪聲系數時，噪聲平均是一個重要的測量條件。當在測量過程中不使用噪聲平均時 (等同于把求平均值操作次數設為 1)，為了估算噪聲接收機能夠測量到的平均噪聲功率，在每一次噪聲功率測量中，儀器內部仍然有很多的模數轉換 (ADC) 樣本。ADC 樣本的數量是任意的，PNA-X 在用低噪聲接收機時大約會使用 1 萬個樣本。當啟用噪聲平均功能時，儀器需要處理的數據就是用平均值乘以 ADC 采樣數，這樣通過降低在測量結果軌跡上的抖動來給出更好的平均噪聲功率估算值，但是代價是犧牲一定的測量速度。在校準期間我們極為推薦使用噪聲平均功能：使用低噪聲接收機時把求平均值操作次數設為 10 至 20 次，使用標準接收機時把操作次數設為 50 至 100 次，這樣可以得到非常純凈的校準結果。在對被測器件進行測量時，可以把噪聲平均操作的次數值設置得略低一些，以便在測量速度和精度之間取得平衡。通常被測器件的增益越高，在測量時需要做噪聲平均操作的必要性就越低。但是如果在校準過程中不啟用噪聲平均功能，那么即便是稍后啟用這項功能，也無法再去除校準期間存在的噪聲。
當用標準接收機測量噪聲系數時，只有兩個噪聲帶寬可供選擇－720 kHz 和 1.2 MHz，這與使用低噪聲接受機進行測量不一樣，后者有 5 種設置可供選擇，頻率覆蓋從 0.8 到 24 MHz 的范圍。噪聲帶寬越小，意味著測量結果中會有越多的抖動，這就需要更多的噪聲平均操作。
測量一個直通件的噪聲系數
圖 44 顯示了使用低噪聲接收機對一個 PNA-X 直通件的噪聲系數進行測量，在默認噪聲帶寬為 4 MHz 的情況下分別用 4 種不同的噪聲平均操作次數值所得到的結果比較。用冷源法進行這種測量是非常困難的，因為被測器件是個直通件，它不能產生增益也不能產生過多的噪聲，這樣就不能給噪聲接收機輸入一個超噪聲，這也意味著第二級噪聲校正算法是用相同的平均功率減去兩個噪聲比較大的信號。當 PNA-X 不啟用噪聲平均功能時，噪聲系數測量的速度非常快，測得的平均值也是預期的 0 dB，但抖動 (軌跡噪聲) 是相當高的。把噪聲平均操作的次數增加到 10 次就會使抖動明顯地降低，測量精度也相應有很大的改善。如果把平均的次數提高到 20 次，效果甚至更明顯。相比之下，進行 40 次平均所取得的改善就不是特別明顯了。因此使用低噪聲接收機進行測量時，取 10 到 20 次的平均操作可以實現測量速度和精度之間的良好平衡，特別是在噪聲系數校準的過程中，這種程度的平均操作是非常必要的 (當使用標準接收機時，取平均的次數要增加到 50 到 100 次)。需要注意的是，如果用同樣的平均次數測量有增益的器件的噪聲系數，所得到的結果中的抖動會比測量直通件時的抖動小得多。
圖 44. 測量一個直通件的噪聲系數, 用不同的噪聲平均次數值
圖 45 是分別用 NFA (Y 因子法) 和 PNA-X (使用冷源法和低噪聲接收機) 對同一個直通件進行噪聲系數測量，在測量時間大概相等的情況下對測量結果進行了比較。PNA-X 的 20 次噪聲平均可以得到近似于 NFA 的積分時間。從測量結果中可以看到，兩種測量結果的抖動是大致相同的。但是 PNA-X 的平均值要比 NFA 更接近預期的值 0 dB，這是因為 PNA-X 能夠更精確地測量被測器件的增益 (在本例中被測器件的增益為 0 dB)。
圖 45. 使用 PNA-X 的低噪聲接收機和 NFA 分別測量直通件的噪聲系數
測量一個放大器的噪聲系數
圖 46 顯示了使用低噪聲接收機對一個增益在 15 至 20 dB 的放大器進行三次噪聲系數測量，分別用不同的噪聲平均次數。請注意在這個實例中，儀器的刻度是每格 0.2 dB，而在上一個測量直通件的實例中，儀器的刻度是每格 2 dB。當取 10 到 20 次平均時，測量結果中的抖動是極小的。
圖 46. 使用低噪聲接收機并用不同的噪聲平均次數來測量一個放大器的噪聲系數
測量低增益或大損耗器件
PNA-X 網絡分析儀測量低噪聲系數和低增益器件的能力非常強。為說明這一點，圖 47 顯示了對一個沒有增益和超噪聲的器件 (40 dB 衰減器) 進行噪聲系數測量。如果用 Y 因子法測量這個器件的噪聲系數將是非常困難的，因為噪聲源在冷熱狀態下的差異會被衰減器衰減為一個極小的值。這個例子只是為了證明冷源法的有效性，在實際工作中不需要測量衰減器的噪聲系數，因為衰減器的噪聲系數始終等于它的損耗值。注意，下圖中對數格式的噪聲系數是 S21 的鏡像，這表明測量結果是正確的，因為衰減器的噪聲系數始終為正值且 S21 的對數幅度總是負值。S21 和噪聲系數測量結果之間的基準電平是彼此的負數值，這樣我們就可以把兩條測量軌跡放在一起進行比較。同時，為了使抖動達到一個可以接受的水平，在測量時做了 50 次噪聲平均。
圖 47. 40 dB 衰減器的噪聲系數測量
優化 S 參數功率電平
因為噪聲系數測量通常是針對高增益放大器或變頻器，所以在噪聲系數測量的過程中，進行 S 參數或變頻增益測量時的端口功率都比較低。可以做兩件事情來改善受到端口功率影響的測量精度。第一個是斷開端口之間功率的耦合關系，把 PNA-X網絡分析儀和被測器件輸出端口相連接的那個端口上的功率設置得高一些，這是因為精確地測量被測器件的 S22 對第二級噪聲校正是有必要的，因此需要把端口的功率電平設置得高一些，以確保進行反射測量時得到良好的 SNR。對大部分器件來說，即便是輸入功率必須很低時，反向功率仍然可以設置得相當高而不會導致任何損壞。通常，在測量噪聲系數而對被測器件進行正向驅動時，反向端口的功率設置成比被測器件的輸出功率小 5 dB。
第二個是在校準過程中提高端口 1 的功率，然后對被測器件進行測量時再把這個功率降低。這意味著要把端口 1 的源衰減器設置得盡可能小，但同時還要保證端口功率可以下降到測量所需要的水平。使用比較小的衰減值意味著在校準過程中可以把端口功率設置得更高，給出更好的 SNR 從而減少軌跡噪聲。
在使用標準接收機和外接前置放大器測量噪聲系數時，設置測量和校準時的功率電平必須把前置放大器增益考慮在內，以避免測量接收機被壓縮。如果把測試端口上的耦合器反接，那么與常規配置相比，發送給接收機的功率至少要高 15 dB，在這種情況下必須要謹慎地避免接收機壓縮。通常情況下，為了避免標準接收機產生壓縮，測試端口在采用常規跳線配置時的功率應設置在 +10 dBm 以下，而在端口耦合器反向接時，功率應設置在 -5 dBm 以下。
在校準時優化功率傳感器的功率電平
當測量一個變頻器的噪聲系數或用標準接收機測量噪聲系數時，在校準過程中需要使用功率傳感器對 PNA-X網絡分析儀 接收機進行校準。圖 48 顯示了在校準過程中可以單獨設置所用到的功率電平，與 S 參數校準和測量時的通道功率無關。為了獲得最高的測量精度，功率傳感器的功率電平應當與進行校準時的功率電平一致－通常是 0 dBm，這樣會把功率傳感器的線性度誤差從總體測量不確定性中去除。PNA-X 接收機的線性度要比功率傳感器的還要明顯，因此接收機可以在較高的功率上進行校準，即便是用較低的功率進行測量也能夠保證極高的測量精度。根據源衰減的值以及測量頻率范圍的不同，在校準過程中可能難以達到 0 dBm。在這種情況下，只要保證不要讓激勵源到了無法進行自動電平控制的地步，應該把功率設置得盡可能地高。
當測量增益特別大的器件而需要把源衰減的值設置得很大時 (或者是為了把測量功率設置得足夠低來避免被測器件被壓縮)，最大可用功率可能低于功率傳感器的測量范圍，這會導致功率校準失敗。在這種情況下，可以把源衰減器的值設置得小一點，這樣在校準時就會有更大的功率，而在測量噪聲系數時可以把一個外部衰減器接到被測器件的輸入端。這個衰減器對噪聲系數測量結果的影響可以通過把它的 S 參數進行去嵌入而消除，S 參數必須在測量之前單獨地測量。
圖 48. 當使用功率計進行校準時, 功率電平可以獨立于通道功率進行優化
壓縮和損壞電平
就像 S 參數測量一樣，在測量噪聲系數時確保噪聲接收機不被壓縮也是很重要的。在使用 PNA-X網絡分析儀 的低噪聲接收機時更要注意這一點，因為低噪聲接收機的增益要比標準接收機的增益高得多。在考慮噪聲測量中的壓縮時，必須要把被測器件的增益和帶寬兩個因素都考慮進去。當被測器件的增益或帶寬提高時，輸出的噪聲功率也跟著提高。當用低噪聲接收機測量寬帶器件時，前端放大器最有可能先產生壓縮；當測量窄帶器件時，接收機后端的模數轉換器 (ADC) 很可能在前端產生壓縮之前就已經超過了其工作范圍。 PNA-X網絡分析儀 的低噪聲接收機在前端有幾個用來檢測壓縮的二極管檢波器。如果儀器的前端產生過載或者 ADC 超出了工作范圍，儀器固化軟件就會產生一個告警信息。如果告警信息在測量過程中只是閃現了一下，這可能是由干擾造成的 (參見下一節內容)，如果告警信息一直存在，那么噪聲接收機或被測器件的增益就必須降低。注意，在校準之后改變接收機的增益值不會使測量結果無效，這是因為在校準過程中接收機的全部三個增益設置都已經過了測量。如果接收機的增益設置已經很小了，那么可以有兩種選擇來解決問題：在被測器件的輸出端口連接一個衰減器 (這不會影響被測器件的噪聲系數測量) 或者改用標準接收機進行測量。如果使用了衰減器，它的影響可以用去嵌入的方法去除掉，這樣測得的被測器件 S21 就是正確的。使用標準接收機時，由于它沒有前端放大器，因此噪聲所產生的壓縮不會引起問題。然而，如果把測試端口上的耦合器反接，那么與標準配置相比，發送給接收機的功率至少提高 15 dB，因此在進行 S 參數測量時仍然要謹慎地避免接收機壓縮。
在測量混頻器或變頻器時，被測器件的輸出端口需要進行額外的過濾，以消除本振饋通或其他雜散信號的影響，否則也有可能造成壓縮現象。
噪聲系數不確定性計算器是檢查壓縮現象的一個實用工具。它從噪聲系數的測量結果中讀取數據，并且顯示測得的噪聲功率距離接收機的本底噪聲有多遠以及產生壓縮的量，如圖 49 所示。
圖 49. Keysight PNA-X 噪聲系數不確定度計算器顯示了被測器件的噪聲功率是否導致噪聲接收機產生壓縮
當使用低噪聲接收機時，PNA-X網絡分析儀 的端口 2 的損壞電平會從 +30 dBm 下降到 +25 dBm。這種損壞電平的降低是由噪聲接收機內部的 LNA 造成的，它比標準接收機中的混頻器對測量信號更敏感。
干擾
當測量沒有屏蔽的被測器件的噪聲系數時，例如印刷電路板上的放大器，來自蜂窩電話/ 移動手機、無線局域網路由器或客戶端、其他無線電信號的電磁干擾經常會影響到被測器件的測量結果。這些干擾表現出來的特征是測量結果中出現非重復性的尖峰值，如圖 50 所示。通常這種干擾只會對同一個頻率上的噪聲測量結果帶來不利影響。然而，如果干擾過大并且一直出現，它會導致噪聲接收機產生壓縮現象，從而會使測量結果不準確。如果出現這種情況，解決辦法之一是盡可能地把PNA-X網絡分析儀 內部接收機的增益降低。當然最好的方法還是在一個屏蔽比較好的環境內 (例如在屏蔽室中) 測量噪聲系數。
圖 50. 電磁干擾對噪聲系數測量的影響通常表現為測量軌跡上出現大的尖峰
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