【導(dǎo)讀】在電磁流量計(jì)和生物電測(cè)量等應(yīng)用中，小差分信號(hào)與大得多的差分偏移串聯(lián)。這些偏移通常會(huì)限制電路在前端設(shè)計(jì)中可以獲得的增益，進(jìn)而影響整體動(dòng)態(tài)范圍。當(dāng)使用較低電源電壓時(shí)，例如在電池供電的信號(hào)鏈中，增益限制更具挑戰(zhàn)性。解決這個(gè)大差分偏移問(wèn)題的一種方案是使用交流耦合測(cè)量信號(hào)鏈。典型的交流耦合信號(hào)鏈包括一個(gè)低增益儀表放大器，其后是一個(gè)高通濾波器和額外的增益級(jí)(請(qǐng)參閱 "放大具有大直流偏移的交流信號(hào)以支持低功耗設(shè)計(jì)")。
問(wèn)題:
如何支持存在大差分偏移電壓的應(yīng)用而不需要增加增益級(jí)？
答案:
這可以通過(guò)在一級(jí)中利用微功耗軌到軌間接電流模式儀表放大器設(shè)計(jì)一個(gè)交流耦合和增益解決方案來(lái)實(shí)現(xiàn)。本文將概述這種設(shè)計(jì)的優(yōu)勢(shì)，并提供分步設(shè)計(jì)指南。
簡(jiǎn)介
在電磁流量計(jì)和生物電測(cè)量等應(yīng)用中，小差分信號(hào)與大得多的差分偏移串聯(lián)。這些偏移通常會(huì)限制電路在前端設(shè)計(jì)中可以獲得的增益，進(jìn)而影響整體動(dòng)態(tài)范圍。當(dāng)使用較低電源電壓時(shí)，例如在電池供電的信號(hào)鏈中，增益限制更具挑戰(zhàn)性。解決這個(gè)大差分偏移問(wèn)題的一種方案是使用交流耦合測(cè)量信號(hào)鏈。典型的交流耦合信號(hào)鏈包括一個(gè)低增益儀表放大器，其后是一個(gè)高通濾波器和額外的增益級(jí)(請(qǐng)參閱 "放大具有大直流偏移的交流信號(hào)以支持低功耗設(shè)計(jì)")。在大多數(shù)應(yīng)用中，最好在第一級(jí)獲得盡可能多的增益，因?yàn)檫@有助于改善信號(hào)鏈中其他增益級(jí)的折合到輸入端(RTI)噪聲。本文將介紹間接電流模式儀表放大器架構(gòu)的設(shè)計(jì)和實(shí)施，從而在一級(jí)中實(shí)現(xiàn)高增益和交流耦合。該設(shè)計(jì)采用微功耗、零漂移儀表放大器AD8237, 其具有寬共 模和差分輸入范圍。間接電流模式架構(gòu)的其他例子有AD8420。 這種間接電流反饋的主要好處包括：
● 低功耗架構(gòu)
● 沒(méi)有像其他典型架構(gòu)（例如由兩個(gè)或三個(gè)運(yùn)放構(gòu)成的儀表放大器）那樣的鉆石圖限制
● 利用外部電阻匹配可以實(shí)現(xiàn)良好的增益漂移性能
● 不依賴電阻匹配便可實(shí)現(xiàn)高CMRR
● 高阻抗基準(zhǔn)引腳
圖1所示電路提供了整體原理圖，其中選擇了間接電流模式儀表放大器AD8237。但是，為了在一級(jí)中實(shí)現(xiàn)高增益和交流耦合，必須在AD8237的反饋環(huán)路中實(shí)現(xiàn)一個(gè)積分器電路。與由兩個(gè)或三個(gè) 運(yùn)放構(gòu)成的儀表放大器解決方案（其在應(yīng)用增益后消除偏移）相比，該解決方案可提供更大的增益。對(duì)于所提出的架構(gòu)，偏移校正發(fā)生在增益階段之前，因此儀表放大器可以具有較大增益。這兩種架構(gòu)將在附錄中介紹。ADA4505運(yùn)算放大器在反饋環(huán)路中用作積分器電路。AD8237的輸出由積分器輸入檢測(cè)，并驅(qū)動(dòng)AD8237的基準(zhǔn)引腳，迫使AD8237的輸出為VMID，后者是在ADA4505的正輸入端設(shè)置。即使積分器電路提供低通濾波器功能，在這種情況下，由于其用在反饋環(huán)路中，整體電路也會(huì)具有高通濾波器轉(zhuǎn)換函數(shù)。由于這種行為，它不僅最終會(huì)在應(yīng)用增益之前阻隔任何直流偏移，從而提供比其他解決方案更大的增益，而且它對(duì)低電源電壓和大偏移更有幫助，因?yàn)槭Ｏ碌墓ぷ髟Ａ亢?有限。積分器電路還通過(guò)基準(zhǔn)引腳迫使AD8237的輸出為選定的電壓。實(shí)際上，積分器迫使基準(zhǔn)引腳相對(duì)于AD8237的FB引腳的電壓等于輸入的差分電壓，但方向相反。
設(shè)計(jì)規(guī)格示例
低功耗應(yīng)用通常使用單電源，電源電壓通常在1.8 V和3.6 V之間。圖1所示電路的設(shè)計(jì)選擇取決于輸入信號(hào)和偏移的幅度范圍及頻率。表1列出了圖1所示電路的示例設(shè)計(jì)規(guī)格。
該電路的設(shè)計(jì)選擇是在AD8237使用低帶寬模式的情況下做出的，以便提高增益靈活性和穩(wěn)定性。
圖1. 采用間接電流模式架構(gòu)的交流耦合信號(hào)調(diào)理電路
表1. 圖1所示電路的關(guān)鍵設(shè)計(jì)規(guī)格
設(shè)計(jì)描述
圖1所示電路由微功耗、軌到軌儀表放大器AD8237和零輸入交越 失真運(yùn)算放大器ADA4505組成。這兩個(gè)器件均可由最低3.3 V電源VDD供電。
此電路可以輸出一個(gè)電壓VOUT, 該電壓表示輸入端的交流信號(hào) VSIGNAL在去除直流偏移電壓VOFFSET并經(jīng)放大后的信號(hào)。此電路生成的VMID 電壓用于將ADA4505的正輸入和AD8237增益級(jí)輸出共模設(shè)置為中間電源電壓。VMID 由分壓器（R1、R2）生成，并由另一個(gè)ADA4505緩沖。AD8237采用超小型封裝(MSOP)，ADA4505采用緊湊型晶圓級(jí)芯片規(guī)模封裝(WLCSP)。
設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)
1. ADA4505-2 (1/2)的正輸入 VMID將設(shè)置VREF （AD8237的基準(zhǔn)引腳）的值，從而設(shè)置輸出VOUT鑒于共模輸入電壓與輸出范圍的關(guān)系或鉆石圖，為確保兩個(gè)供電軌之間的輸出擺幅最大，大多數(shù)儀表放大器的最優(yōu)值為中間電源電壓(+VDD/2)。設(shè)計(jì)仿真部分將介紹一種對(duì)此有幫助的 鉆石圖工具。
2. 考慮電路的總電源電流時(shí)，電阻值R1和R2的選擇也很重要。電阻選擇是噪聲與功耗的權(quán)衡結(jié)果。對(duì)于此電路，最好選擇較大的電阻值以最大程度地減少額外的電源電流。針對(duì)該電阻分壓器，增加的額外電源電流將是：
● 對(duì)于電阻分壓器（R1、R2），可以增加一個(gè)電容C1以對(duì)噪聲進(jìn)行限帶，并減少對(duì)VDD的50 Hz/60 Hz或其他干擾。電容越大，噪聲濾波越好；但是，上電時(shí)VMID需要更長(zhǎng)的時(shí)間才能穩(wěn)定下來(lái)。建立到1%以內(nèi)所需的時(shí)間估計(jì)為：
3.選擇無(wú)源元件值（電阻和電容）時(shí)，應(yīng)考慮容差。對(duì)于電阻分壓器（R1、R2），目標(biāo) VMID 值可能會(huì)移動(dòng)，這會(huì)影響AD8237和ADA4505的輸出擺幅范圍VOUT。
從圖1所示電路可知，轉(zhuǎn)換函數(shù)將有兩個(gè)截止頻率，它們是來(lái)自反饋中ADA4505積分器電路的高通濾波器的結(jié)果和AD8237帶寬引起的低通濾波器響應(yīng)。這可能會(huì)引入一些增益誤差，該誤差與積分器(ADA4505)的截止頻率和AD8237帶寬相關(guān)。因此，高通截止頻率和低通截止頻率須有一定的范圍。取決于截止頻率彼此接近的程度，增益誤差百分比可能會(huì)改變。
4.如果應(yīng)用需要使用高阻抗傳感器，可以在AD8237輸入端之前使用諸如ADA4505之類的緩沖器，以提供更高輸入阻抗和更低輸入偏置電流，因?yàn)榫彌_器會(huì)將高阻抗輸入轉(zhuǎn)換為低阻抗輸出。在整個(gè)溫度范圍內(nèi)，AD8237的輸入偏置電流最大值為1 nA。
設(shè)計(jì)步驟
1.用于設(shè)置VMID的分壓器：
根據(jù)"設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)"的第2點(diǎn)，對(duì)于圖1中的電路，外圍元件的值設(shè)置為R1 = R2 = 1 MΩ，以使電源電流的貢獻(xiàn)保持在1 μA左右。
ADA4505之前的電阻分壓器的輸出：
假設(shè)R1和R2的容差為5%，并考慮到ADA4505偏移：
為了消除電阻的交流電源干擾和噪聲，設(shè)置C1使得截止頻率至少小于VSIGNAL 最低頻率20 Hz。請(qǐng)注意，如果需要對(duì)噪聲進(jìn)一步限帶，電容值可以更大。
在這種情況下，C1設(shè)置為22 nF，其提供的頻率為：
2.儀表放大器(AD8237)增益值VSIGNAL:
考慮電磁流量傳感器輸出的范圍通常是從±75 μV到±6 mV的峰峰值信號(hào)幅度。對(duì)于圖1所示電路，幅度峰峰值信號(hào)幅度范圍將設(shè)置為VSIGNAL = 6 mV 峰值，頻率為30 Hz。
然后，考慮AD8237輸出擺幅范圍對(duì)供電軌的限制。這些值可以在數(shù)據(jù)手冊(cè)的"輸出擺幅"部分中找到。保守起見(jiàn)，我們使用+25°C時(shí)RL = 10 kΩ擺幅情況：
對(duì)于3.3 V電源：
由于輸出是全差分式，因此最差情況下輸出相對(duì)于 VMID的擺幅將是：
對(duì)于正輸入信號(hào)(VMIDMAX = 1.732 V):
對(duì)于負(fù)輸入信號(hào)(VMIDMAX = 1.568 V):
現(xiàn)在為了設(shè)置增益，計(jì)算總預(yù)期差分輸入信號(hào)，并使用正負(fù)擺幅范圍的下限來(lái)設(shè)置最大擺幅范圍：
考慮到輸出電壓范圍限制，AD8237增益應(yīng)小于253。為了留一些裕量以應(yīng)對(duì)直流誤差和其他因素，圖1所示電路的增益值應(yīng)小于最大值。增益和建立時(shí)間之間也需要權(quán)衡：增益越高，濾波器的時(shí)間常數(shù)越慢。鑒于以上考量，AD8237增益設(shè)置為101。
請(qǐng)注意設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)第1步對(duì)擺幅值最大化的好處。
從數(shù)據(jù)手冊(cè)可知，增益的相關(guān)公式為：
AD8237數(shù)據(jù)手冊(cè)提供了不同增益選擇的建議電阻值。對(duì)于選定的增益101，這些電阻的值應(yīng)為：RF1 = 1 k?，RG1 = 100 k?.
3.儀表放大器(AD8237)帶寬：
從數(shù)據(jù)手冊(cè)得知，截止頻率值為
如果設(shè)計(jì)規(guī)格需要對(duì)最大信號(hào)頻率進(jìn)行某種最低衰減，則對(duì)于給定濾波器截止頻率，這很容易檢查。
4.設(shè)置高通濾波器截止頻率：
正如"設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)"部分所述，積分器設(shè)置的高通濾波器截止頻率可能過(guò)于接近AD8237帶寬設(shè)置的低通濾波器截止頻率。這會(huì)給之前確定的增益帶來(lái)一些增益錯(cuò)誤。
假設(shè)R3和C3的容差為±5%，最快時(shí)間常數(shù)應(yīng)小于VSIGNAL最低頻率：
電阻R3將具有1 MΩ的恒定值，以使通過(guò)該電阻進(jìn)入運(yùn)算放大器的電流最小。
選取最接近的標(biāo)準(zhǔn)電容值，截止頻率大致為20 Hz，設(shè)置C3 =1.5 μF，故更新后的截止頻率為
如果設(shè)計(jì)規(guī)格需要對(duì)最小信號(hào)頻率進(jìn)行某種最低衰減，則對(duì)于給定濾波器截止頻率，這很容易檢查。請(qǐng)參見(jiàn)此電路的示例：
5.偏移電壓：
兩個(gè)信號(hào)VOFFSET和 VCM都有限制。
正如預(yù)期的那樣，直流偏移可能比我們?cè)诖蠖鄶?shù)應(yīng)用中通常發(fā)現(xiàn)的要大。在這種情況下，電壓值必須為VOFFSET ≤ ± VMID。如果直流偏移大于此限值，則VREF電壓值將超出ADA4505的電源電壓范圍。與基準(zhǔn)引腳相關(guān)的公式為：VREF = VMID – VOFFSET。VOFFSET 將設(shè)置為1 V。
至于共模電壓，它與VOFFSET值直接相關(guān)，因?yàn)?VCM 必須在范圍內(nèi)：
如果未驗(yàn)證這些限制，則AD8237的輸入值在電源電壓范圍以上或以下。VCM將設(shè)置為1.65 V。
設(shè)計(jì)仿真
為了檢查儀表放大器的共模輸入范圍與輸出電壓的關(guān)系或鉆石圖，您需要提供電源電壓+VDD,基準(zhǔn)電壓、增益、共模擺幅和差分輸入擺幅。ADI公司的儀表放大器鉆石圖工具可幫助了解輸入 擺幅是否在器件的工作范圍以內(nèi)。請(qǐng)注意，該工具使用的輸出擺幅使用最差情況的負(fù)載條件（最小阻性負(fù)載）。因此，如果按照該工具的限值進(jìn)行設(shè)計(jì)，則對(duì)于較大阻性負(fù)載，系統(tǒng)將會(huì)有更多裕量。查看圖2中的結(jié)果，紫色輪廓是在給定電源電壓、輸出擺幅、輸入共模范圍和器件基準(zhǔn)電壓下AD8237的可用范圍。紅色輪廓顯示了對(duì)于給定的共模和差分輸入模式擺幅，您使用了多少可用范圍。目標(biāo)是讓紅色輪廓保持在紫色輪廓以內(nèi)。如果某些條件違反了此要求，工具將顯示錯(cuò)誤并提供建議。務(wù) 必注意，在此工具中，無(wú)法在反饋環(huán)路中實(shí)現(xiàn)積分器電路。但有一個(gè)變通辦法，那就是配置鉆石圖輸入信號(hào)，就好像添加了電路的VOFFSET和VCM 電壓（在圖1中）一樣。這樣就可以使用間隔（0.65 V至2.65 V），因?yàn)橹绷髌票幌椅捶糯蟆Ｋ€表明，共模電壓可以更高，因?yàn)檩敵鰯[幅仍有一些裕量。為了進(jìn)一步了解儀表放大器內(nèi)部發(fā)生的事情，Internal Circuitry（內(nèi)部電路） 選項(xiàng)卡會(huì)顯示內(nèi)部節(jié)點(diǎn)的電壓。
圖2. AD8237鉆石圖工具示例
LTspice? 是一款出色的仿真工具，可以檢查之前進(jìn)行的設(shè)計(jì)過(guò)程計(jì)算，包括其他有意義的規(guī)格，例如目標(biāo)信號(hào)帶的噪聲性能。LTspice原理圖如圖3所示。第一個(gè)仿真（圖4和圖5）是瞬態(tài)仿真，直流偏移為1 V，輸入信號(hào)為±6 mV (30 Hz)。圖4顯示了電路中不同級(jí)的信號(hào)。圖5是圖4的放大版本，電路已建立，并且積分器電容充電到最終值。藍(lán)色曲線是AD8237的積分器或基準(zhǔn)電壓 引腳的輸出。紅色曲線是 VMID 值（等于VDD/2 ），綠色曲線是放大 的最終30 Hz輸出信號(hào) VOUT。
表2顯示了設(shè)計(jì)目標(biāo)與瞬態(tài)仿真結(jié)果的比較。對(duì)于最大和最小VOUT值，預(yù)期值來(lái)自： VOUT value, the expected values come from: VOUT = VMID ± VSIGNAL × 101；就我們的情況而言，預(yù)期值等于2.256 V和1.044 V。VREF 預(yù)期等于 VMID – VOFFSET，就我們的情況而言，預(yù)期值為0.65 V。 VMID等于中間電源電壓，就我們的情況而言，它等于1.65 V。
瞬態(tài)分析中獲得的結(jié)果和預(yù)期結(jié)果在電壓輸出方面非常相似。然而，由于積分器電容和所實(shí)現(xiàn)的直流偏移都很大，仿真建立以及輸出達(dá)到最終值需要17秒。該建立時(shí)間來(lái)源于以下事實(shí)：仿真始于時(shí)間0 s，電容需要時(shí)間以充電至最終值。
表2. 設(shè)計(jì)目標(biāo)與仿真瞬態(tài)分析
圖6中的另一個(gè)仿真顯示了圖3中電路的頻率響應(yīng)，直流偏移為1 V，輸入信號(hào)為±6 mV (30 Hz)。圖6中的光標(biāo)1和2分別放置在高通和低通濾波器的-3 dB點(diǎn)。表3顯示了設(shè)計(jì)目標(biāo)與仿真結(jié)果的比較。
表3. 設(shè)計(jì)目標(biāo)與仿真交流分析
圖7中的另一個(gè)仿真顯示了圖3中電路的電壓噪聲密度與頻率RTI的關(guān)系。做法是將輸出噪聲除以解決方案的總增益(101)。對(duì)于帶通濾波器功能，我們需要選擇積分頻率區(qū)間來(lái)計(jì)算總噪聲。
對(duì)于頻率上限，我們將使用之前確定的傳感器最大頻率值，即220 Hz。對(duì)于頻率下限，我們也將使用之前確定的傳感器最小頻率值，即20 Hz。在這種情況下，所產(chǎn)生的噪聲將從20 Hz積分到 220 Hz。
由于帶通濾波器的截止頻率影響，實(shí)測(cè)噪聲實(shí)際上會(huì)更高。LTspice仿真結(jié)果假設(shè)其為磚墻濾波器在20 Hz和220 Hz時(shí)急劇滾降。
LTspice中的命令行設(shè)置為：.noise V(VOUT) V1 dec 100 20 220。然后按住 Ctrl鍵，鼠標(biāo)左鍵單擊波形名稱(V(ONOISE)/101)。使用下式可輕松將有效值噪聲轉(zhuǎn)換為峰峰值噪聲：
快速檢查AD8237噪聲和ADA4505噪聲可知，AD8237是主要噪聲源。
圖3. LTspice原理圖
圖4. 瞬態(tài)仿真結(jié)果
圖5. 瞬態(tài)仿真結(jié)果放大圖。
圖6. 交流仿真結(jié)果
圖7. 在等效噪聲帶寬上積分的總噪聲結(jié)果
測(cè)量結(jié)果
為了驗(yàn)證仿真結(jié)果，可以進(jìn)行硬件測(cè)試，因?yàn)锳D8237和ADA4505都提供了測(cè)試板。每個(gè)元件的焊接可以根據(jù)測(cè)試板的原理圖完成。同時(shí)使用兩個(gè)測(cè)試板時(shí)，可能需要切斷AD8237板上的走線，以將VMID電壓連接到RG電阻。
為了確保更好地理解結(jié)果，元件值來(lái)自設(shè)計(jì)步驟部分，與設(shè)計(jì)仿真相同。為了模擬電磁流量計(jì)或生物電測(cè)量傳感器，我們使用了不同的測(cè)量設(shè)備，例如電壓校準(zhǔn)器和任意波形發(fā)生器。
對(duì)于此測(cè)試，輸入信號(hào)設(shè)置為具有1 V的直流偏移VOFFSET，共模電壓為1.65 V，輸入信號(hào) VSIGNAL為±6 mV (30 Hz)
查看圖8所示的結(jié)果，輸出電壓VOUT黃色曲線）的性能相對(duì)于預(yù)期值有一個(gè)很小的電壓差，但仍與預(yù)期保持一致。
表4總結(jié)了設(shè)計(jì)目標(biāo)與測(cè)量結(jié)果。
表4. 設(shè)計(jì)目標(biāo)與測(cè)量結(jié)果
設(shè)計(jì)目標(biāo)與仿真結(jié)果的差異可能有多種原因。
● 所使用的電阻具有5%的容差，這意味著VMID值可能有所偏移。
● 試驗(yàn)臺(tái)設(shè)置可能有局限性，導(dǎo)致出現(xiàn)微小偏差，如實(shí)測(cè)仿真結(jié)果 VOFFSET和VSIGNAL所示。
圖8. 示波器屏幕截圖，黃色曲線對(duì)應(yīng)于VOUT ，藍(lán)色曲線對(duì)應(yīng)于 VREF。
設(shè)計(jì)器件
表5. 儀表放大器
表6. 運(yùn)算放大器
結(jié)論
當(dāng)從傳感器（例如現(xiàn)場(chǎng)變送器中的電磁流量計(jì)或生物電應(yīng)用中的電極）采集信號(hào)時(shí)，目標(biāo)信號(hào)通常位于大得多的直流偏移之上。為了更容易地從這些傳感器中提取相關(guān)信息，一種解決方案是實(shí)現(xiàn)交流耦合的測(cè)量信號(hào)鏈，從而在消除直流偏移的同時(shí)放大交流信號(hào)。在反饋環(huán)路中集成一個(gè)積分器電路，儀表放大器AD8237提供增益，交流信號(hào)得以耦合，所有這些都在一級(jí)中實(shí)現(xiàn)。通過(guò)在輸入級(jí)消除直流偏移，該電路使得信號(hào)增益在測(cè)量信號(hào)鏈的輸入端即可應(yīng)用，整體測(cè)量解決方案的折合到輸入端噪聲得以最小化。
參考資料
LTspice
LTspice是一款高性能SPICE III仿真軟件、原理圖采集工具和波形查看器，集成增強(qiáng)功能和模型，簡(jiǎn)化了開(kāi)關(guān)穩(wěn)壓器、線性穩(wěn)壓器和信號(hào)鏈電路的仿真
儀表放大器鉆石圖工具
鉆石圖工具是一款Web應(yīng)用程序，可生成特定配置的輸出電壓范圍與輸入共模電壓關(guān)系圖，也被稱為鉆石圖，適用ADI儀表放大器。
附錄
圖9和圖10顯示了間接電流模式儀表放大器和三運(yùn)放儀表放大器。與由兩個(gè)或三個(gè)運(yùn)放構(gòu)成的儀表放大器解決方案（其在應(yīng)用增益后消除偏移）相比，間接電流模式儀表放大器可提供更大的增益。對(duì)于所提出的架構(gòu)，偏移校正發(fā)生在增益階段之前，因此儀表放大器可以具有較大增益。下面是對(duì)這兩個(gè)架構(gòu)的說(shuō)明。
圖9中的間接電流模式儀表放大器基于一級(jí)配置。輸入電壓應(yīng)用于第一個(gè)GM1 單元，而GM2 單元在反饋環(huán)路中。內(nèi)部積分器放大器A迫使 VIN1的副本出現(xiàn)在VIN2上。積分器用于驅(qū)動(dòng)增益之前的基準(zhǔn)引腳。增益由外部電阻RFB和RG設(shè)置，等于：
圖10中的三運(yùn)放架構(gòu)基于兩級(jí)配置。前兩個(gè)運(yùn)算放大器U1和U2、RGAIN電阻、R2電阻與R1電阻形成同相放大器，被視為輸入級(jí)。它提供單位共模增益，而差分增益由電阻 RGAIN設(shè)置，等于：
最后一個(gè)運(yùn)算放大器U3與R3電阻形成一個(gè)差分放大器，構(gòu)成儀表放大器的輸出級(jí)。它提供單位差模增益和共模抑制。該架構(gòu)的基準(zhǔn)注入點(diǎn)是在應(yīng)用第一級(jí)增益之后的第二級(jí)。
圖9. AD8237的間接電流模式儀表放大器架構(gòu)。
圖10. 三運(yùn)放儀表放大器。
致謝
主要顧問(wèn)：
David Plourde，科學(xué)儀器(SCI)部IC設(shè)計(jì)工程師
Aine McCarthy，汽車部首席系統(tǒng)應(yīng)用工程師
Tim Green，科學(xué)儀器(SCI)部高級(jí)模擬應(yīng)用工程師
來(lái)源：ADI
作者：Marie-Eve Carre
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