【導(dǎo)讀】為汽車電子系統(tǒng)供電時，不但需要滿足高可靠性要求，還需要應(yīng)對相對不太穩(wěn)定的電池電壓，具有一定挑戰(zhàn)性。與車輛電池連接的電子和機(jī)械系統(tǒng)具有差異性，可能導(dǎo)致標(biāo)稱12 V電源出現(xiàn)大幅電壓偏移。事實上，在一定時間段內(nèi)，12 V電源的變化范圍為–14 V至+35 V，且可能出現(xiàn)+150 V至–220 V的電壓峰值。其中有些浪涌和瞬變在日常使用中出現(xiàn)，其他則是因為故障或人為錯誤導(dǎo)致。無論起因為何，它們對汽車電子系統(tǒng)造成的損害難以診斷，修復(fù)成本也很高昂。
通過總結(jié)上個世紀(jì)的經(jīng)驗，汽車制造商對會干擾運(yùn)行、造成損壞的電子狀況和瞬變進(jìn)行了分類。國際標(biāo)準(zhǔn)化組織(ISO)對這些行業(yè)知識進(jìn)行編譯，制定出適用于道路車輛的ISO 16750-2和ISO 7367-2規(guī)范。汽車電子控制單元(ECU)使用的電源至少應(yīng)該能夠承受這些狀況，且不造成損壞。至于關(guān)鍵系統(tǒng)，則必須保持其功能性和容差。這需要電源能夠通過瞬變調(diào)節(jié)輸出電壓，以保持ECU運(yùn)行。理想情況下，完整的電源解決方案無需使用保險絲，可以最大限度降低功耗，且采用低靜態(tài)電流，在不耗盡電池電量的情況下，支持系統(tǒng)始終保持開啟。
ISO 16750-2汽車電子系統(tǒng)面臨的狀況
ADI公司發(fā)布了多份刊物，詳細(xì)介紹ISO 7367-2和ISO 16750-2規(guī)范，以及如何使用 LTspice®模擬這些規(guī)范。1,2,3,4
在最近的迭代中，ISO 7367-2電磁兼容規(guī)范主要介紹來自相對較高的阻抗源（2 Ω至50 Ω）的大幅度(>100 V)、短時持續(xù)（150 ns至2 ms）瞬變。這些電壓峰值通常可以使用無源組件消除。圖1顯示定義的ISO 7367-2脈沖1，以及增加的330 μF旁路電容。電容將尖峰幅度從–150 V降低至–16 V，完全在反向電池保護(hù)電路支持的范圍內(nèi)。ISO 7367-2脈沖2a、3a和3b的能耗遠(yuǎn)低于脈沖1，所需的抑制電容也更少。
圖1.ISO 7367-2：帶和不帶330 μF旁路電容的脈沖1。
ISO 16750-2主要介紹來自低阻抗源的長脈沖。這些瞬變無法輕松過濾，通常需要使用基于穩(wěn)壓器的主動式解決方案。一些更具挑戰(zhàn)性的測試包括：負(fù)載突降（測試4.6.4）、電池反接（測試4.7）、疊加交變電壓測試（測試4.4），以及發(fā)動機(jī)啟動工況（測試4.6.3）。圖2顯示了這些測試脈沖的視圖。ISO 16750-2中所示條件的差異性，加上ECU對電壓和電流的要求，通常需要合并使用這些方案，以滿足所有要求。
圖2.一些更嚴(yán)格的ISO 16750-2測試的概述。
負(fù)載突降
負(fù)載突降（ISO 16750-2：測試4.6.4）屬于嚴(yán)重的瞬態(tài)過壓，模擬電池斷開，但交流發(fā)電機(jī)提供大量電流的情況。負(fù)載突降期間的峰值電壓被分為受抑制電壓或未受抑制電壓，由3相交流發(fā)電機(jī)的輸出是否使用雪崩二極管來決定。受抑制的負(fù)載突降脈沖限制在35 V，不受抑制的脈沖峰值范圍則為79 V至101 V。無論是哪種情況，因為交流發(fā)電器定子繞組中存儲了大量電磁能量，所以可能需要400 ms進(jìn)行恢復(fù)。雖然大部分汽車制造商使用雪崩二極管，但隨著人們對可靠性的要求不斷增高，使得一些制造商要求ECU的峰值負(fù)載突降電壓必須接近未受抑制情況下的電壓。
解決負(fù)載突降問題的解決方案之一就是添加瞬變電壓抑制器(TVS)二極管，從局部箝位ECU電源。更緊湊、容差更嚴(yán)格的方法則是使用主動浪涌抑制器，例如 LTC4364，該抑制器以線性方式控制串接的N通道MOSFET，將最大輸出電壓箝位至用戶配置的水平（例如，27 V）。浪涌抑制器可以幫助斷開輸出，支持可配置限流值和欠壓鎖定，且可使用背靠背NFET提供通常需要的反向電池保護(hù)。
對于線性穩(wěn)壓功率器件，例如浪涌抑制器，存在的隱患在于，在負(fù)載突降期間限制輸出電壓，或者在短路輸出期間限制電流時，N通道MOSFET可能功耗較大。功率MOSFET的安全工作區(qū)域(SOA)限制最終會限制浪涌抑制器能夠提供的最大電流。它還給出了在N通道MOSFET必須關(guān)閉，以避免造成損壞之前，必須保持穩(wěn)壓的時長限制（通常使用可配置定時器引腳設(shè)置）。這些SOA導(dǎo)致的限制隨著工作電壓升高變得更加嚴(yán)重，增加了浪涌抑制器在24 V和48 V系統(tǒng)中使用的難度。
更具擴(kuò)展性的方法使用降壓穩(wěn)壓器，該穩(wěn)壓器可在42 V輸入下運(yùn)行，例如 LT8640S。開關(guān)穩(wěn)壓器與線性穩(wěn)壓器不同，并無MOSFET SOA限制，但顯然它更加復(fù)雜。降壓穩(wěn)壓器的效率支持實施大電流操作，其頂部開關(guān)則允許輸出斷開，并支持電流限制。至于降壓穩(wěn)壓器靜態(tài)電流問題，已由最新一代器件解決，這些器件僅消耗幾微安電流，在無負(fù)載條件下也保持穩(wěn)壓。通過使用Silent Switcher®技術(shù)和展頻技術(shù)，開關(guān)噪聲問題也得到大幅改善。
此外，有些降壓穩(wěn)壓器能按100%占空比運(yùn)行，保證頂部開關(guān)持續(xù)開啟，通過電感將輸入電壓傳輸?shù)捷敵觥Ｔ谶^壓或過流條件下，會觸發(fā)開關(guān)操作，以分別限制輸出電壓或電流。這些降壓穩(wěn)壓器（例如 LTC7862）作為開關(guān)浪涌抑制器使用，實現(xiàn)低噪聲、低損耗操作，同時保持開關(guān)模式電源的可靠性。
反向電壓
當(dāng)電池終端或跳線因為操作員故障反向連接時，會發(fā)生反向電壓條件（也稱為反向電池條件）。相關(guān)的ISO 16750-2脈沖（測試4.7）反復(fù)對DUT施加–14 V電壓，每次60秒。關(guān)于此測試，有些制造商增加了自己的動態(tài)版本，在突然施加反向偏置(–4 V)之前，先起始地為此器件供電（例如，VIN = 10.8 V) 。
快速研究數(shù)據(jù)手冊后發(fā)現(xiàn)，很少有IC設(shè)計可以接受反向偏置，其中IC的絕對最小引腳電壓一般限制在–0.3 V。低于地的電壓如果超過一個二極管的電壓，會導(dǎo)致額外電流流過內(nèi)部結(jié)，例如ESD保護(hù)器件和功率MOSFET的體二極管。在反向電池條件下，極化旁路電容（例如鋁電解電容）也可能受到損壞。
肖特基二極管可以防止反向電流，但在正常運(yùn)行期間，正向電流更高時，這種方法會導(dǎo)致更大功耗。圖3所示為基于串接P通道MOSFET的簡單保護(hù)方案，這種方案可以降低功耗損失，但在低輸入電壓下（例如，發(fā)動機(jī)啟動），因為器件閾值電壓的原因，這種方案可能無法順暢運(yùn)行。更加有效的方法是使用理想的二極管控制器（例如 LTC4376），以驅(qū)動串行N通道MOSFET，該MOSFET在負(fù)電壓時切斷輸入電壓。正常運(yùn)行期間，理想二極管控制器調(diào)節(jié)N通道MOSFET的源漏電壓降低到30 mV或更低，將正向壓降和功耗降低超過一個數(shù)量級（相比肖特基二極管）。
圖3.解決困難的ISO 16750-2測試的不同方法。
疊加交變電壓
疊加交變電壓測試（ISO 16750-2：測試4.4）模擬汽車的交流發(fā)電器的交流輸出的影響。正如名字所示，正弦信號在電池軌道上疊加，峰峰值幅度為1 V、2 V或4 V，具體由嚴(yán)重程度分類決定。對于所有嚴(yán)重性等級，最大輸入電壓為16 V。正弦頻率以對數(shù)方式排列，范圍為50 Hz至25 kHz，然后在120秒內(nèi)回到50 Hz，總共重復(fù)5次。
本測試會導(dǎo)致在任何的互連濾波器網(wǎng)絡(luò)內(nèi)產(chǎn)生大幅度諧振低于25 kHz的電流和電壓擺幅。它也會使開關(guān)穩(wěn)壓器出現(xiàn)問題，其環(huán)路帶寬限制使其難以通過高頻率輸入信號進(jìn)行調(diào)節(jié)。解決方案就像是中間整流元件，例如功率肖特基二極管，但對于反向電壓保護(hù)，這并不是一種解決問題的好方法。
在這種情況下，理想的二極管控制器無法像在反向電壓保護(hù)應(yīng)用中一樣發(fā)揮作用，因為它無法足夠快速地開關(guān)N通道MOSFET，以和輸入保持同步。柵極上拉強(qiáng)度是其中一個限制因素，一般因為內(nèi)部電荷泵限制在20 μA左右。當(dāng)理想的二極管控制器能夠快速關(guān)閉MOSFET時，開啟速度會非常慢，不適合對極低頻率以外的情況實施整流。
更合適的方法是使用 LT8672 主動整流器控制器，該控制器可以快速開關(guān)N通道MOSFET，以按高達(dá)100 kHz的頻率整流輸入電壓。主動整流器控制器是帶有兩個重要附加器件的理想二極管控制器：一個由輸入電壓增壓的大型電荷存儲器，一個快速開關(guān)N通道MOSFET的強(qiáng)勁柵極驅(qū)動器。與使用肖特基二極管相比，這種方法可以降低功率損失達(dá)90%以上。LT8672也和理想的二極管控制器一樣，保護(hù)下游電路不受電池反接影響。
啟動工況
發(fā)動機(jī)啟動工況（ISO 16750-2：測試4.6.3）屬于極端欠壓瞬變，有時候指代冷啟動脈沖，這是因為在更低溫度下，會發(fā)生最糟糕的電池壓降。特別是，當(dāng)啟動器啟動時，12 V電池電壓可能立刻降低到8 V、6 V、4.5 V或3 V，具體由嚴(yán)重程度分類決定（分別為I、IV、II和III級）。
在有些系統(tǒng)中，低壓差(LDO)線性穩(wěn)壓器或開關(guān)降壓穩(wěn)壓器足以支持電源電軌應(yīng)對這些瞬變，只要ECU電壓低于最低的輸入電壓。例如，如果最高的ECU輸出電壓為5 V，且其必須達(dá)到嚴(yán)重程度等級IV（最低輸入電壓6 V），那么使用壓差低于1 V的穩(wěn)壓器即可。發(fā)動機(jī)啟動工況電壓最低的分區(qū)只能持續(xù)15 ms至20 ms，所以大型旁路電容之后的整流器件（肖特基二極管、理想的二極管控制器、主動整流器控制器）可能能夠經(jīng)受這部分脈沖，如果電壓凈空短暫地下降至低于穩(wěn)壓器壓降差。
但是，如果ECU必須支持高于最低輸入電壓的電壓，則需要使用升壓穩(wěn)壓器。升壓穩(wěn)壓器可以在高電流電平上，有效保持來自低于3 V的輸入的12 V輸出電壓。但是，升壓穩(wěn)壓器還存在一個問題：從輸入到輸出的二極管路徑無法斷開，所以自然地電流在啟動時或者短路時不受限。為了防止電流失控，專用的升壓穩(wěn)壓器（例如 LTC3897 控制器）集成浪涌抑制器前端來支持輸出斷開和限流，以及在使用背靠背N通道MOSFET時提供反向電壓保護(hù)。這個解決方案可以利用單個集成電路解決負(fù)載突降、發(fā)動機(jī)啟動和電池反接，但是可用電流受浪涌抑制器MOSFET的SOA限制。
4開關(guān)降壓-升壓穩(wěn)壓器通過共用的電感來聯(lián)合同步降壓穩(wěn)壓器和同步升壓穩(wěn)壓器，以消除此限制。這種方法可以滿足負(fù)載突降和發(fā)動機(jī)啟動工況測試的要求，且電流電平或脈沖持續(xù)時間不會受到MOSFET SOA限制，同時還保有斷開輸出和限流的能力。
降壓-升壓穩(wěn)壓器的開關(guān)操作由輸入和輸出電壓之間的關(guān)系決定。如果輸入遠(yuǎn)高于輸出，升壓頂部開關(guān)持續(xù)開啟，降壓功率級則降低輸入。同樣，如果輸入遠(yuǎn)低于輸出，降壓頂部開關(guān)持續(xù)開啟，升壓功率級則增高輸出。如果輸入和輸出大致相等（在10%至25%之間），那么降壓和升壓功率級會以交錯方式同時開啟。如此，可以通過僅對高于、約等于或低于輸出的輸入電壓實施穩(wěn)壓所需的MOSFET限制開關(guān)，分別最大化各個開關(guān)區(qū)域（降壓、降壓-升壓、升壓）的效率。
ISO 16750-2解決方案匯總
圖3匯總介紹了應(yīng)對負(fù)載突降、反向輸入電壓、疊加交變電壓和發(fā)動機(jī)啟動工況測試的各種解決方案，以及各種方案的優(yōu)缺點(diǎn)。可以得出幾個關(guān)鍵結(jié)論：
● 圖3匯總介紹了應(yīng)對負(fù)載突降、反向輸入電壓、疊加交變電壓和發(fā)動機(jī)啟動工況測試的各種解決方案，以及各種方案的優(yōu)缺點(diǎn)。可以得出幾個關(guān)鍵結(jié)論：
● 涉及反向輸入保護(hù)和疊加交變電壓時，使用N通道MOSFET作為整流組件（面向輸入的源極）可以大幅降低功率損失和壓降（與使用肖特基二極管相比）。
● 相比線性穩(wěn)壓器，使用開關(guān)模式電源更合適，因為它可以消除功率器件的SOA導(dǎo)致的可靠性問題和輸出電流限制。它可以無限調(diào)節(jié)輸入電壓極限值，而線性穩(wěn)壓器和無源解決方案本身存在時間限制，這種限制會令設(shè)計更加復(fù)雜。
● 升壓穩(wěn)壓器可能需要使用，也可能不需要使用，具體由啟動工況的分類和ECU（必須提供的最高電壓是多少）的詳情決定。
如果需要升壓穩(wěn)壓，那么4開關(guān)降壓-升壓穩(wěn)壓器會將上述需要的特質(zhì)融合到單個器件中。它可以在高電流電平下，有效調(diào)節(jié)嚴(yán)重欠壓和過壓瞬變，以延長持續(xù)時間。從應(yīng)用的角度來看，這使其成為最可靠和簡單的方法，但其設(shè)計復(fù)雜性也會增加。然而，典型的4開關(guān)降壓-升壓穩(wěn)壓器存在一些缺點(diǎn)。其一，不能自然提供反向電池保護(hù)，必須使用額外電路來解決這個問題。
4開關(guān)降壓-升壓穩(wěn)壓器存在的主要問題在于：它的很大部分運(yùn)行壽命都消耗在效率更低、噪聲更高的降壓-升壓開關(guān)區(qū)域。當(dāng)輸入電壓非常接近輸出電壓(VIN ~ VOUT) 時，所有4個N通道MOSFET都會主動開啟，以保持穩(wěn)壓。隨著開關(guān)損耗增大，以及使用最大的柵極驅(qū)動電流，效率降低。當(dāng)降壓和升壓功率級熱回路都啟用，穩(wěn)壓器輸入和輸出電流出現(xiàn)斷續(xù)，這個區(qū)域內(nèi)的輻射和導(dǎo)電EMI性能會受到影響。
4開關(guān)降壓-升壓穩(wěn)壓器可以調(diào)節(jié)偶然出現(xiàn)的大幅度欠壓和瞬態(tài)過壓，但需要使用高靜態(tài)電流、降低效率，并且在更常見、常規(guī)的轉(zhuǎn)換區(qū)域產(chǎn)生更高噪聲。
帶通工作模式提供高效率和EMI性能降壓-升壓區(qū)域n
LT8210 是4開關(guān)降壓-升壓DC/DC控制器，可以按照慣例使用固定輸出電壓運(yùn)行，且支持新Pass-Thru™工作模式（圖4），可以通過可配置的輸入電壓窗口消除開關(guān)損失和EMI。該控制器在2.8 V至100 V范圍內(nèi)運(yùn)行，可以調(diào)節(jié)發(fā)動機(jī)啟動期間最嚴(yán)重的電池壓降，也可以調(diào)節(jié)未受抑制的負(fù)載突降的峰值幅度。它本身提供–40 V反向電池保護(hù)，通過增加單個N通道MOSFET實現(xiàn)（圖5中的DG）。
圖4.支持帶通模式的降壓-升壓控制器解決了汽車標(biāo)準(zhǔn)測試帶來的許多問題。
圖5.這個3 V至100 V 輸入降壓-升壓控制器以8 V至17 V帶通輸出運(yùn)行。
在帶通模式下，當(dāng)輸入電壓在窗口之外時，輸出電壓被調(diào)節(jié)至電壓窗口的邊緣。窗口頂部和底部通過FB2和FB1電阻分壓器配置。當(dāng)輸入電壓在此窗口之內(nèi)時，頂部開關(guān)（A和D）持續(xù)開啟，直接將輸入電壓傳輸至輸出。在不開關(guān)狀態(tài)下，LT8210的總靜態(tài)電流降低至數(shù)十微安。不開關(guān)意味著沒有EMI和開關(guān)損失，所以效率高達(dá)99.9%以上。
對于兩方面都想實現(xiàn)最佳效果的人來說，可以使用LT8210，它可以通過切換MODE1和MODE2引腳，在不同的工作模式之間切換。換句話說，LT8210在某些情況下可以作為具有固定輸出電壓（CCM、DCM，或Burst Mode™）的傳統(tǒng)的降壓-升壓穩(wěn)壓器運(yùn)行，然后，在應(yīng)用條件變化時，轉(zhuǎn)而采用帶通模式。對于常開系統(tǒng)和啟停應(yīng)用而言，這個特性非常有用。
帶通性能
圖5所示的帶通解決方案將窗口中8 V和17 V的輸入傳輸至輸出。當(dāng)輸入電壓高于帶通窗口時，LT8210將該電壓降低至經(jīng)過調(diào)節(jié)的17 V輸出。如果輸入降低至低于8 V，LT8210將輸出電壓升高至8 V。如果電流超過電感限流或設(shè)置的平均限流（通過IMON引腳），作為保護(hù)特性在帶通窗口中觸發(fā)開關(guān)操作以控制電流。
圖6、圖7和圖8分別顯示LT8210電路對負(fù)載突降、反向電壓和啟動工況測試做出的反應(yīng)。圖9和圖10顯示在帶通窗口下，實現(xiàn)的效率改善和可以實現(xiàn)的低電流操作（低電流時的效率令人驚訝）。圖11顯示帶通模式和CCM操作之間的動態(tài)轉(zhuǎn)換。關(guān)于此電路的LTspice模擬，以及最嚴(yán)格的ISO 16750-2測試脈沖的加速版本，請參考：analog.com/media/en/simulation-models/LTspice-demo-circuits/LT8210_AutomotivePassThru.asc。
圖6.對未受抑制的負(fù)載突降的帶通響應(yīng)。
圖7.LT8210對電池反接的響應(yīng)。
圖8.對發(fā)動機(jī)冷啟動的帶通響應(yīng)。
圖9.CCM和帶通操作的效率。
圖10.在帶通模式(VIN = 12 V)下，無負(fù)載輸入電流。
圖11.帶通和CCM操作之間的動態(tài)轉(zhuǎn)換。
結(jié)論
為汽車電子系統(tǒng)設(shè)計電源時，LT8210 4開關(guān)降壓-升壓DC/DC控制器通過其2.8 V至100 V輸入工作范圍、內(nèi)置的反向電池保護(hù)和其新帶通工作模式，提供出色的解決方案。帶通模式可以改善降壓-升壓操作，實現(xiàn)零開關(guān)噪聲、零開關(guān)損失，以及超低的靜態(tài)電流，同時將輸出調(diào)節(jié)至用戶配置的窗口水平，而不是固定電壓。輸出電壓的最小和最大值與例如負(fù)載突降和冷啟動期間的大幅度瞬變相綁定，沒有MOSFET SOA或者由線性狀況導(dǎo)致的電流或時間限制。
新型LT8210控制方案支持在不同的開關(guān)區(qū)域（升壓、降壓-升壓、降壓和不開關(guān)）之間實現(xiàn)干凈快速的瞬變，因此能夠調(diào)節(jié)輸入中的大信號和高頻率交流電壓。LT8210可以在帶通操作模式和傳統(tǒng)的固定輸出電壓、降壓-升壓操作模式（CCM、DCM或Burst模式）之間切換并保持運(yùn)行，固定輸出可以設(shè)置為帶通窗口中的任何電壓（例如，在8 V至16 V窗口中，VOUT = 12 V ）。這種靈活性使得用戶能夠在帶通和常規(guī)的降壓-升壓操作之間切換，利用帶通模式的低噪聲、低IQ和高效率操作，在CCM、DCM或Burst模式下實現(xiàn)更精確的穩(wěn)壓和更出色的瞬態(tài)響應(yīng)。
參考電路
1 Dan Eddleman。 “低靜態(tài)電流浪涌抑制器：符合ISO 7637-2和ISO 16750-2要求的可靠汽車電源保護(hù)。” LT Journal of Analog Innovation，2017年1月。
2 Christian Kueck。 “經(jīng)過改善的汽車電子設(shè)計。” ADI公司，2013年4月。
3 Bin Wu and Zhongming Yi。 “用于惡劣汽車環(huán)境的全面電源系統(tǒng)設(shè)計占用空間極小，可節(jié)約電池電量且具有低EMI特性。” 《模擬對話》，第53卷，2019年8月。
4 Dan Eddleman。 “LTspice：ISO 7367-2和ISO 16750-2瞬變模型。” ADI公司，2019年。
ISO 7637-2:2011。國際標(biāo)準(zhǔn)化組織，2011年3月。
ISO 16750-2:2012。國際標(biāo)準(zhǔn)化組織，2012年11月。
推薦閱讀：
